KR20100013613A - 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 장치 및 그 방법 - Google Patents

고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 장치 및 그 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 원천(Source) 신호와 상기 원천 신호에 대한 고조파 신호 사이의 크기 변이 및 위상 변이 각각에 대한 사전 왜곡 파라미터를 산출하여 고조파 신호를 사전 왜곡시킴으로써, 원천 주파수 대역뿐만 아니라 고조파(하모닉) 대역에서도 신호를 전송할 수 있도록 하기 위한, 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 장치 및 그 방법을 제공하고자 한다.
이를 위하여, 본 발명은 디지털 사전 왜곡 장치에 있어서, 원천(Source) 신호와 상기 원천 신호에 대한 고조파 신호 사이의 크기 변이 및 위상 변이를 추출한 후 상기 크기 변이와 상기 위상 변이 각각에 대한 사전 왜곡 파라미터를 산출하기 위한 디지털 신호 처리수단; 및 상기 디지털 신호 처리수단에서 산출한 사전 왜곡 파라미터를 이용하여 상기 고조파 신호를 사전 왜곡시키기 위한 사전 왜곡수단을 포함한다.
디지털, 사전 왜곡, 원천 주파수 대역, 고조파 대역, 멀티밴드, 크기 보정, 위상 보정, 전력 증폭기

Description

고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 장치 및 그 방법{DIGITAL PREDISTORTION APPARATUS AND METHOD FOR SIGNAL IN HARMONIC BANDS}
본 발명은 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 원천(Source) 신호와 상기 원천 신호에 대한 고조파 신호 사이의 크기 변이 및 위상 변이 각각에 대한 사전 왜곡 파라미터를 산출하여 고조파 신호를 사전 왜곡시킴으로써, 원천 주파수 대역뿐만 아니라 고조파(하모닉) 대역에서도 신호를 전송할 수 있도록 하기 위한, 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 장치 및 그 방법에 관한 것이다.
일반적으로, RF(Radio Frequency) 전력증폭기는 비선형 특성을 가지고 있으며, 이러한 비선형 특성에 의하여 고조파(하모닉) 신호가 발생한다. 고조파는 원천 주파수의 배수에 해당하는 주파수 대역에서 발생하는 신호 성분을 의미한다. 보통, 고조파는 비선형 시스템 통과시 발생하는데 원천 주파수 측면에서 불필요한 성분으로 다른 신호에 대해 잡음 성분으로 동작하기 때문에 필터 등을 사용하여 제거해야 하는 성분이다.
최근에 차세대 무선 통신 기술로서 SDR(Software Defined Radio), CR(Cognitive Radio) 등의 기술이 각광받고 있다. SDR은 RF 소자나 시스템의 개수를 최소화하고 전송 신호를 디지털 대역에서 소프트웨어적으로 변경하여 멀티모드/멀티밴드로 전송하는 기술이다. CR은 사용자 주변의 주파수 환경을 인식하고, 주 사용자가 사용하지 않는 대역에서 부 사용자가 신호를 전송함으로써 주파수 사용 효율을 향상시키는 기술이다.
한편, 송신 시스템에서 비선형 송신신호를 선형화하는 다양한 기술들이 있다. 특히, 디지털 사전 왜곡(Digital PreDistortion: DPD) 기법은 송신기의 비선형 특성에 대한 역함수를 디지털 기저대역에서 구현하여 전체적인 송신 시스템의 특성을 선형화하는 기법이다. 이러한 디지털 사전 왜곡 기법은 경제성 및 구현의 용이성 등으로 인하여 다른 선형화 기법에 비해 각광받고 있다.
도 1 은 종래의 디지털 사전 왜곡 장치의 일실시예 구성도이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 종래의 디지털 사전 왜곡 장치는, 전력 증폭기(104)의 역 비선형 왜곡 특성을 모델링한 다항식 계수들을 통해 산출된 전치 보상 이득을 이용하여 기저대역의 디지털 입력 신호를 사전 왜곡시키기 위한 사전 왜곡기(101), 상기 사전 왜곡기(101)에서 왜곡된 디지털 입력 신호를 중간 주파수(IF)의 아날로그 신호로 변환하기 위한 디지털/아날로그 변환기(102), 상기 디지털/아날로그 변환기(102)에서 변환된 아날로그 신호를 해당 주파수 대역 내의 고주파 신호로 변환하기 위한 주파수 상향 변환기(103), 상기 주파수 상향 변환기(103) 에서 변환된 고주파 신호를 증폭하기 위한 전력 증폭기(104), 상기 전력 증폭기(104)에서 증폭된 고주파 신호에서 대역외 신호를 제거하기 위한 필터(105), 상기 필터(105)에서 필터링된 신호의 주파수를 중간 주파수로 낮추기 위한 주파수 하향 변환기(106), 상기 주파수 하향 변환기(106)에서 변환된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하기 위한 아날로그/디지털 변환기(107), 및 상기 아날로그/디지털 변환기(107)에서 변환된 디지털 신호와 기저대역의 디지털 입력 신호를 이용하여 전치 보상 다항식을 계산하기 위한 계수들을 결정하며, 상기 결정된 다항식 계수들을 이용하여 입력 신호의 가능한 모든 크기들에 대한 전치 보상 이득들을 계산하기 위한 디지털 신호 처리기(108)를 포함한다.
여기서, 주파수 상향 변환기(103)는 위상동기루프(Phase Locked Loop: PLL)로부터의 기준 클럭(Reference Clock: Ref. CLK)을 가지고 발진기(Oscillator)에 의해 생성된 송신 국부발진 신호(Transmit Local Oscillation Signal: LOTX)를 상기 필터링된 중간 주파수 출력에 혼합하여 원하는 주파수를 생성하는 믹서(Mixer)로 동작한다.
이러한 종래의 디지털 사전 왜곡 장치는, 원천 주파수 대역의 출력 성분만을 선형화할 수 있을 뿐, 원천 주파수 신호에 대한 고조파 신호를 선형화하지 못하는 문제점이 있다.
즉, 종래의 디지털 사전 왜곡 장치는 입력 주파수의 중심 주파수와 동일한 출력 중심 주파수 근처의 신호에 대한 비선형 특성을 추출하고, 이 함수에 대한 역함수를 산출하여 원천 주파수 대역의 출력 성분을 선형화할 수 있을 뿐, 원천 주파 수 신호에 대한 고조파 신호를 선형화하지 못하는 문제점이 있다.
아울러, 종래의 디지털 사전 왜곡 장치는 원천 주파수 신호에 대한 고조파 신호를 선형화하지 못하기 때문에, 일예로 800MHz(3G)의 원천 주파수 대역은 물론 1.6GHz 또는 2.4GHz(IMS) 대역을 통해 신호를 송신하는 멀티밴드 송신장치에 적용되기 위해서는, 멀티밴드 송신장치에 별도의 RF 소자를 추가해야 하는 문제점이 있다.
이러한 문제점을 해결하고자 하는 것이 본 발명의 과제이다.
따라서 본 발명은 원천(Source) 신호와 상기 원천 신호에 대한 고조파 신호 사이의 크기 변이 및 위상 변이 각각에 대한 사전 왜곡 파라미터를 산출하여 고조파 신호를 사전 왜곡시킴으로써, 원천 주파수 대역뿐만 아니라 고조파(하모닉) 대역에서도 신호를 전송할 수 있도록 하기 위한, 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 장치 및 그 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명의 목적들은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있으며, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 알게 될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는, 디지털 사전 왜곡 장치에 있어서, 원천(Source) 신호와 상기 원천 신호에 대한 고조파 신호 사이의 크기 변이 및 위상 변이를 추출한 후 상기 크기 변이와 상기 위상 변이 각각에 대한 사전 왜곡 파라미터를 산출하기 위한 디지털 신호 처리수단; 및 상기 디지털 신호 처리수단에서 산출한 사전 왜곡 파라미터를 이용하여 상기 고조파 신호를 사전 왜곡시키기 위한 사전 왜곡수단을 포함한다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은, 디지털 사전 왜곡 방법에 있어서, 원천(Source) 신호와 상기 원천 신호에 대한 고조파 신호 사이의 크기 변이 및 위상 변이를 추출하는 변이 추출단계; 상기 추출한 크기 변이와 위상 변이 각각에 대한 사전 왜곡 파라미터를 산출하는 단계; 및 상기 산출한 사전 왜곡 파라미터를 이용하여 상기 고조파 신호를 사전 왜곡시키는 사전 왜곡단계를 포함한다.
한편, 본 발명은 무선 통신 시스템 중 RF 전력증폭기의 비선형 모델 추출, 이에 기반한 디지털 사전 왜곡기의 설계 등의 분야에서 원천 주파수 대역 및 고조파 신호에 대한 특성을 추출하고 이를 기반으로 고조파 신호의 비선형 특성을 선형화함으로써, 원천 주파수 대역뿐만 아니라 고조파(하모닉) 대역에서도 신호를 전송한다.
또한, 본 발명은 원천 주파수와 고조파 신호의 특성을 효과적으로 모델링하는 기법 및 이를 이용한 디지털 사전 왜곡기의 구현 기법을 제시함으로써, 원천 주파수 신호의 왜곡을 줄이는 동시에 고조파 주파수에 신호를 왜곡 없이 전달할 수 있는 멀티모드/멀티밴드 송신 시스템에 적용이 가능하다.
또한, 본 발명은 불필요한 잡음 신호의 발생 성분인 고조파 신호 대역에 고품질의 선형화된 신호를 전송함으로써, SDR 또는 CR 시스템을 효과적으로 구축할 수 있다.
또한, 본 발명은 비선형 성분에 의해 왜곡된 잡음 성분이 발생하는 고조파 대역의 신호를 기저대역에서 디지털 기술을 사용하여 선처리함으로써, 무선 송신기에서 RF 하드웨어의 추가 없이 멀티밴드/멀티모드 시스템을 구축할 수 있도록 한 다.
또한, 본 발명은 일반적인 무선송신 시스템을 이용하여 고조파 대역에서 고품질의 신호를 전송하는 시스템을 구축하기 위하여, 원천 주파수 대역과 고조파 주파수 대역의 비선형 신호를 샘플링하여 아날로그/디지털 변환기를 통해 측정한 후, 측정된 신호를 이용하여 전력증폭기의 원천 주파수와 고조파 대역의 비선형 특성을 추출한다.
또한, 본 발명은 원천 주파수와 고조파 대역의 비선형 특성을 이용하여 원천 주파수 대역 및 고조파 대역을 통해 신호를 전송할 수 있는 멀티밴드/멀티모드 시스템에 적용 가능하다.
또한, 본 발명은 멀티밴드/멀티모드 시스템에 적용되어, 응급 상황이나 계속 사용하지 않는 주파수를 활용한 주파수 이용에 도움이 된다. 예를 들어, 송신기의 변화 없이 소프트웨어의 변경만으로 800MHz(3G) 신호를 1.6GHz, 2.4GHz(ISM 대역), 3.2GHz 대역 등의 고조파 대역에서 보낼 수 있다. 또한, 차후 4G 시스템(700MHz 대역)과 관련된 신호를 이용하여 현재 사용하는 3G 시스템(2.1GHz 대역)에 신호를 보낼 수 있다.
상기와 같은 본 발명은, 원천(Source) 신호와 상기 원천 신호에 대한 고조파 신호 사이의 크기 변이 및 위상 변이 각각에 대한 사전 왜곡 파라미터를 산출하여 고조파 신호를 사전 왜곡시킴으로써, 원천 주파수 대역뿐만 아니라 고조파(하모닉) 대역에서도 신호를 전송할 수 있도록 하는 효과가 있다.
상술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 후술되어 있는 상세한 설명을 통하여 보다 명확해 질 것이며, 그에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다.
도 2 는 본 발명에 따른 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 장치에 대한 일실시예 구성도이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 장치는, 원천(Source) 신호와 상기 원천 신호에 대한 고조파 신호 사이의 크기 변이 및 위상 변이를 추출한 후 상기 크기 변이와 위상 변이 각각에 대한 사전 왜곡 파라미터를 산출하기 위한 디지털 신호 처리기(DSP)(210), 및 상기 디지털 신호 처리기(210)에서 산출한 사전 왜곡 파라미터를 이용하여 상기 고조파 신호를 사전 왜곡시키기 위한 사전 왜곡기(DPD)(220)를 포함한다.
여기서, 디지털 신호 처리부(210)는 원천 신호에 대한 고조파 신호의 크기와 위상을 보정한다.
부가적으로, 제어기(230)는 사전 왜곡기(220), 필터(240), 및 주파수 하향 변환기(250)에서 처리하는 고조파 신호의 차수를 설정함으로써, 원천 주파수 대역의 신호를 전송하는 디지털 사전 전치 왜곡과 고조파 대역의 신호를 전송하는 디지털 사전 전치 왜곡을 선택할 수 있다.
즉, 사전 왜곡기(220)는 원천 신호의 위상 및 고조파 신호의 위상을 각각 1/M 하는데, 이때 M값을 제어기(230)로부터 설정받는다. 또한, 필터(240)는 전력증폭기의 출력신호에서 M차 고조파 신호를 필터링하는데, 이때 M값을 제어기(230)로부터 설정받는다. 또한, 주파수 하향 변환기(250)는 필터(240)에서 필터링된 M차 고조파 신호의 주파수를 Mω만큼 낮추는데, 이때 M값을 제어기(230)로부터 설정받는다.
이하, 디지털 신호 처리기(210)에 적용되는 원천 주파수와 고조파 간의 비선형 모델에 대해 상세히 살펴보기로 한다.
비선형 특성을 나타내는 실수 테일러(Taylor) 모델은 비메모리 형식으로, 원천 주파수 대역에서 비선형 효과를 분석하기 위해 테일러 시리즈 중 홀수 항 성분과 기저 대역 복소 포락선 신호만을 고려한다.
이러한 실수 테일러 시리즈는 입력신호의 크기에 따라 출력신호의 크기가 바뀌는 AM/AM(Amplitude Modulation to AM) 특성과, 입력신호의 크기에 따라 출력신호의 위상이 바뀌는 AM/PM(AM to Phase Modulation) 특성을 함께 나타내기 위해, 복소 계수와 복소 포락선을 가진 복소 테일러 시리즈로 확장할 수 있다. 이때, 입 력신호와 고조파 출력신호 사이의 비선형성은 도 3에 도시된 바와 같다.
원천주파수와 고조파 간의 비선형 모델에서, 통과 대역의 입력신호 x(t)와 광대역의 출력신호 y(t)를 하기의 [수학식 1]과 같이 나타낸다.
Figure 112008055480273-PAT00001
여기서,
Figure 112008055480273-PAT00002
는
Figure 112008055480273-PAT00003
를 만족하고,
Figure 112008055480273-PAT00004
와
Figure 112008055480273-PAT00005
는 x(t)와
Figure 112008055480273-PAT00006
의 복소수 포락선 신호를 나타내며, r(t)와
Figure 112008055480273-PAT00007
는 입력 포락선 신호의 크기와 위상을 각각 나타내는 실수 신호이다. 또한, y(t)에서 n은 비선형성의 최대 차수를 나타낸다.
상기 [수학식 1]은 메모리를 가지지 않는 비선형성 모델의 예이다. 이를 응용하여 메모리를 가지는 비선형성 모델에 적용할 수 있다. 즉, 비메모리를 가지는 모델은 하기의 [수학식 2]와 같이 테일러(Taylor) 시리즈로 나타낼 수 있다.
Figure 112008055480273-PAT00008
여기서,
Figure 112008055480273-PAT00009
는
Figure 112008055480273-PAT00010
를 만족하고, 따라서 y(t)는
Figure 112008055480273-PAT00011
를 만족한다.
이때, 상기 [수학식 2]를 이용하여 하기의 [수학식 3] 및 [수학식 4]와 같이,
Figure 112008055480273-PAT00012
를 짝수항 m과 홀수항 m으로 각각 나타낼 수 있다.
짝수항에 대해서 고조파 성분 : m=2p(p=0,1,2,3,…)
Figure 112008055480273-PAT00013
홀수항에 대해서 고조파 성분 : m = 2p+1(p=0,1,2,3,…)
Figure 112008055480273-PAT00014
상기 [수학식 3] 및 [수학식 4]로부터 입력 복소 포락선 신호와 m차 고조파 대역 출력 포락선 신호 간의 관계를 하기의 [수학식 5]와 같이 정리할 수 있다.
Figure 112008055480273-PAT00015
여기서, n'은 (n-m)을 2로 나눈 몫을 나타내고,
Figure 112008055480273-PAT00016
를 만족한다. 즉, 테일러 시리즈 형식의 작은 메모리 효과를 가진 AM/PM 특성을 나타내기 위해 복소 상관계수
Figure 112008055480273-PAT00017
를 도입하였다. 이때, m차 고조파 대역 출력신호의 실제 측정값은 AM/PM 왜곡으로 나타나므로, 일반적으로 복소 상관계수
Figure 112008055480273-PAT00018
를 고려할 수 있다.
실제, 측정신호로부터 AM/AMm과 AM/PMm 추출 시, AM/AMm은 원천주파수 입력 대역 신호와 m차 고조파 대역 신호로 인하여 간단하게 측정할 수 있다. 그러나 AM/PMm의 추출은 다르게 연관된다. 왜냐하면 위상을 보정해야 하기 때문이다.
여기서, AM/AMm과 AM/PMm을 시뮬레이션으로 추출하기 위해 원천 주파수 대역의 입력신호와 m차 고조파 대역의 출력신호를 복소 좌표의 실수(Inphase)와 허수(Quadrature) 신호로 사용한다.
입력신호와 출력신호는 m차 고조파로 구성되어 있기 때문에 신호의 크기와 위상이 동기화되어 있지 않다. 따라서 m차 고조파 신호의 크기와 위상을 맞추어 주기 위해서 입력신호를
Figure 112008055480273-PAT00019
와 같이 조절한다.
그리고 입력신호와 출력신호의 지연은
Figure 112008055480273-PAT00020
과
Figure 112008055480273-PAT00021
의 크기나 복소 신호(I/Q) 사이의 상관도를 사용하여 맞춘다. 여기서,
Figure 112008055480273-PAT00022
는 시간 지연을 나타내고,
Figure 112008055480273-PAT00023
는 시간 지연의 상관성이 가장 높은 시간 보정 값을 나타낸다. 입력신호와 출력신호의 시간 조절 후 AM/AMm을 추출한다.
그리고 위상 보정은 복소 신호(I/Q)를 사용하여 조절한다. 즉, 위상
Figure 112008055480273-PAT00024
의 변경을 통해 I/Q의
Figure 112008055480273-PAT00025
와
Figure 112008055480273-PAT00026
의 위상을 조절한다. 여기서, 위상 상관성이 가장 높은 값을 위상 보정 값
Figure 112008055480273-PAT00027
라 한다. 이때, 복소 신호 실수값(I)에 대해 조절하였다면 복소 신호 허수값(Q)에 대입하여 출력 값을 확인할 수 있다.
여기서, 위상 추출 시간을 줄이기 위해, 동일한 간격을 가지는 소정 개수(예 : 7개)의 위상값을 대상으로 상관성을 산출하여 상관성이 가장 큰 위상값을 선택 한 후, 상기 소정 개수의 위상값 중에서 상기 선택한 위상값과 가장 가까이 위치한 두 위상값 사이에 있는 각 위상값들과의 상관도를 산출하여 위상 보정 값을 검출한다.
예를 들어, 360도 전체에 대해 1도씩 변경하면서 위상 보정 값을 검출하기 위해서는 360번의 과정이 필요하다. 따라서 일예로 0도, 45도, 90도, 135도, 180도, 225도, 270도를 최초 대상 위상으로 정한 후, 각각에 대한 상관성을 산출하여 최대 값을 나타내는 위상을 선택한다.
그리고 최초 대상 위상에서 상기 선택한 위상보다 작은 값과 큰 값의 범위 내의 각 위상을 대상으로 위상 보정값을 검출한다. 이때, 상기 선택한 위상이 180도라 하면 135도와 225도 범위에서 1도씩 변경해 가면서 상관성이 가장 큰 위상 보정 값을 검출한다.
결국, 크기 및 위상이 보정된 AM/AMm 함수 및 AM/PMm 함수는 하기의 [수학식 6]과 같다.
Figure 112008055480273-PAT00028
Figure 112008055480273-PAT00029
여기서, AM/AMm 및 AM/PMm은 입력신호
Figure 112008055480273-PAT00030
과 출력신호
Figure 112008055480273-PAT00031
의 AM/AM 및 AM/PM을 의미한다. 예를 들어, AM/AM1과 AM/PM1을 알 경우 AM/AM3과 AM/PM3, AM/AM5와 AM/PM5를 알 수 있다.
이하, 사전 왜곡기(220)의 동작에 대해 좀 더 상세히 살펴보기로 한다.
사전 왜곡기(220)의 출력 복소 포락선 신호는
Figure 112008055480273-PAT00032
이며, 원천 주파수 대역의 통과 대역 신호는 하기의 [수학식 7]과 같다.
Figure 112008055480273-PAT00033
여기서, b(t)와 d(t)는
Figure 112008055480273-PAT00034
의 크기와 위상을 각각 나타내는 실제 신호이다.
이때,
Figure 112008055480273-PAT00035
와 같게 되는 m차 계수 대역의 복소 포락선 신호가 필요하다. G는 선형이득을 나타낸다.
따라서 하기의 [수학식 8]을 만족하는
Figure 112008055480273-PAT00036
가 필요하다.
Figure 112008055480273-PAT00037
상기 [수학식 8]을 만족하는 디지털 사전 왜곡기는 선형화를 위해 수치해석적 방식과 LUT(Look Up Table) 방식을 이용한다. 이때, m차 고조파 대역을 선형화시키는 디지털 사전 왜곡기를 DPDm이라고 정의한다.
예를 들어, DPD2는 디지털 사전 왜곡기에서 2차 고조파 대역의 출력신호를 선형화시키는 상태를 나타내고, DPD3는 디지털 사전 왜곡기에서 3차 고조파 대역의 출력신호를 선형화시키는 상태를 나타내며, DPD1은 디지털 사전 왜곡기에서 1차 고조파 대역의 출력신호(원천 신호)를 선형화시키는 상태를 나타낸다.
이하, 수치해석적 방식에 대해 살펴보기로 한다.
분석적인 해법을 얻기 위해서 하기의 [수학식 9]와 같이, b(t)에 대한 다항식을 정의한다.
Figure 112008055480273-PAT00038
따라서 하기의 [수학식 10]을 만족한다.
Figure 112008055480273-PAT00039
상기 [수학식 10]은 하기의 [수학식 11]과 같다.
Figure 112008055480273-PAT00040
여기서, 역행렬의 배수에 의해 하기의 [수학식 12]와 같은 관계를 얻을 수 있다.
Figure 112008055480273-PAT00041
이때, 상기 [수학식 12]로부터 b(t)는 하기의 [수학식 13]을 만족해야 한다.
Figure 112008055480273-PAT00042
상기 [수학식 13]은 'Newton'의 방식, 'Secant'의 방식 등과 같은 수치해석 방식을 사용해서 풀 수 있다. 상기 [수학식 13]의 근을 통해 d(t)는 하기의 [수학 식 14]와 같이 추출된다.
Figure 112008055480273-PAT00043
결국, DPDm은 하기의 [수학식 15]와 같은 역할을 한다.
Figure 112008055480273-PAT00044
이하, 도 4를 참조하여 LUT를 기본으로 한 방식에 대해 살펴보기로 한다.
수치해석적 방식은 낮은 차수의 비선형성 모델에 대해 가용할 수 있다. 그러나 차수가 높아질 경우 b(t)를 찾는데 수렴시간이 많이 걸린다. 따라서 LUT(Loop up table) 방식이 적합하다.
즉, AM/AMm과 AM/PMm의 함수를 사용하고,
Figure 112008055480273-PAT00045
를
Figure 112008055480273-PAT00046
으로 변환하며, LUT_AMm과 LUT_PMm은 AM/AMm과 AM/PMm의 역함수(사전 왜곡 파라미터)로 동작한다.
도 5 는 본 발명에 따른 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 장치에 대한 성능을 나타내는 일예시도이다.
도 5에 도시된 바와 같이, (a)는 원천 주파수 대역의 입력신호를 나타내고, (b)는 전력 증폭기를 통과한 (a) 신호에서 추출된 3차 고조파 대역의 출력신호를 나타내며, (c)는 제어기(230)에서 3차 고조파를 선택했을 경우 (b)의 3차 고조파 대역의 출력신호를 사전 왜곡시킨 제2의 원천 주파수 대역의 입력신호를 나타내고, (d)는 전력 증폭기를 통과한 제2의 원천 주파수 대역의 입력신호, 즉 3차 고조파 대역의 출력신호를 나타낸다.
도 6 은 본 발명에 따른 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 장치에 대한 성능을 나타내는 다른 예시도로서, DPD3를 미적용한 경우와 DPD3를 적용한 경우에 있어서, 원천 주파수의 3배를 갖는 고조파 신호의 16-QAM과 64-QAM 신호를 복소 좌표로 나타낸 예시도이다.
도 6에 도시된 바와 같이 (a)는 DPD3 미적용 16-QAM 신호를 나타내고, (b)는 DPD3 적용 16-QAM 신호를 나타내며, (c)는 DPD3 미적용 64-QAM 신호를 나타내고, (d)는 DPD3 적용 64-QAM 신호를 나타낸다.
여기서, (a)와 (c)는 3차 고조파 신호에 비선형 왜곡이 발생하여 신호의 형태를 알아볼 수 없지만, (b)와 (d)는 3차 고조파 신호가 선형화되어 신호의 형태를 알아볼 수 있다.
또한, 16-QAM신호에 대한 EVM(Error Vector Magnitude)의 실효치(rms)는 DPD3를 미적용 시 93%이며 DPD3를 적용 시 6.4%이다. 64-QAM에 대한 EVM의 실효치는 DPD3를 미적용 시 88%이며 DPD3를 적용 시 6.5%이다.
이때, EVM은 3차 고주파 출력신호의 노이즈가 크고 여러 메모리 효과로 인하여 완벽하지 않기 때문에, 메모리 효과를 고려한 "Wiener-Hammerstein 모델", "Voterra 모델"을 사용하는 것이 바람직하다.
도 7 은 본 발명에 따른 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 방법에 대한 일실시예 흐름도이다.
먼저, 원천(Source) 신호와 상기 원천 신호에 대한 고조파 신호 사이의 크기 변이 및 위상 변이를 추출한다(701).
이후, 상기 추출한 크기 변이와 위상 변이 각각에 대한 사전 왜곡 파라미터를 산출한다(702).
이후, 상기 산출한 사전 왜곡 파라미터를 이용하여 상기 고조파 신호를 사전 왜곡시킨다(703).
한편, 전술한 바와 같은 본 발명의 방법은 컴퓨터 프로그램으로 작성이 가능하다. 그리고 상기 프로그램을 구성하는 코드 및 코드 세그먼트는 당해 분야의 컴퓨터 프로그래머에 의하여 용이하게 추론될 수 있다.　또한, 상기 작성된 프로그램은 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체(정보저장매체)에 저장되고, 컴퓨터에 의하여 판독되고 실행됨으로써 본 발명의 방법을 구현한다. 그리고 상기 기록매체는 컴퓨터가 판독할 수 있는 모든 형태의 기록매체를 포함한다.
이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.
본 발명은 멀티밴드/멀티모드 송신 시스템 등에 이용될 수 있다.
도 1 은 종래의 디지털 사전 왜곡 장치의 일실시예 구성도,
도 2 는 본 발명에 따른 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 장치에 대한 일실시예 구성도,
도 3 은 본 발명에 따른 입력신호와 고조파 출력신호 사이의 비선형성을 나타내는 일예도,
도 4 는 본 발명에 따른 사전 왜곡기의 일실시예 구성도,
도 5 는 본 발명에 따른 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 장치에 대한 성능을 나타내는 일예시도
도 6 은 본 발명에 따른 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 장치에 대한 성능을 나타내는 다른 예시도,
도 7 은 본 발명에 따른 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 방법에 대한 일실시예 흐름도이다.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
210 : 디지털 신호 처리기(DSP) 220 : 사전 왜곡기(DPD)
230 : 제어기

Claims (8)

  1. 디지털 사전 왜곡 장치에 있어서,
    원천(Source) 신호와 상기 원천 신호에 대한 고조파 신호 사이의 크기 변이 및 위상 변이를 추출한 후 상기 크기 변이와 상기 위상 변이 각각에 대한 사전 왜곡 파라미터를 산출하기 위한 디지털 신호 처리수단; 및
    상기 디지털 신호 처리수단에서 산출한 사전 왜곡 파라미터를 이용하여 상기 고조파 신호를 사전 왜곡시키기 위한 사전 왜곡수단
    을 포함하는 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 사전 왜곡수단의 위상 조절값(M)을 설정하기 위한 제어수단을 더 포함하되,
    상기 사전 왜곡수단은,
    상기 원천 신호의 위상 및 고조파 신호의 위상을 각각 1/M하는 것을 특징으로 하는 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 장치.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 디지털 신호 처리수단은,
    상기 원천 신호에 대한 고조파 신호의 크기와 위상을 보정하는 것을 특징으로 하는 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 디지털 신호 처리수단은,
    동일한 간격을 가지는 소정 개수의 위상값을 대상으로 상관성을 산출하여 상관성이 가장 큰 위상값을 선택한 후, 상기 소정 개수의 위상값 중에서 상기 선택한 위상값과 가장 가까이 위치한 두 위상값 사이에 있는 각 위상값들과의 상관도를 산출하여 위상 보정 값을 검출하는 것을 특징으로 하는 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 장치.
  5. 디지털 사전 왜곡 방법에 있어서,
    원천(Source) 신호와 상기 원천 신호에 대한 고조파 신호 사이의 크기 변이 및 위상 변이를 추출하는 변이 추출단계;
    상기 추출한 크기 변이와 위상 변이 각각에 대한 사전 왜곡 파라미터를 산출하는 단계; 및
    상기 산출한 사전 왜곡 파라미터를 이용하여 상기 고조파 신호를 사전 왜곡 시키는 사전 왜곡단계
    를 포함하는 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 사전 왜곡단계는,
    상기 원천 신호의 위상 및 고조파 신호의 위상을 기 설정된 위상 조절값으로 나누는 것을 특징으로 하는 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 방법.
  7. 제 5 항 또는 제 6 항에 있어서,
    상기 변이 추출단계는
    상기 원천 신호에 대한 고조파 신호의 크기와 위상을 보정하는 보정단계
    를 포함하는 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 보정단계는,
    동일한 간격을 가지는 소정 개수의 위상값을 대상으로 상관성을 산출하여 상관성이 가장 큰 위상값을 선택하는 단계;
    상기 소정 개수의 위상값 중에서 상기 선택한 위상값과 가장 가까이 위치한 두 위상값 사이의 각 위상값들과의 상관도를 산출하는 단계; 및
    상기 산출한 상관도가 가장 큰 위상값을 위상 보정 값으로 검출하는 단계
    를 포함하는 고조파 대역 신호의 디지털 사전 왜곡 방법.
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