WO2020173732A1 - Verfahren zur strombegrenzung bei transienten spannungsänderungen an einem wechselstromausgang eines multilevel-wechselrichters und multilevel-wechselrichter - Google Patents

Verfahren zur strombegrenzung bei transienten spannungsänderungen an einem wechselstromausgang eines multilevel-wechselrichters und multilevel-wechselrichter Download PDF

Info

Publication number
WO2020173732A1
WO2020173732A1 PCT/EP2020/054049 EP2020054049W WO2020173732A1 WO 2020173732 A1 WO2020173732 A1 WO 2020173732A1 EP 2020054049 W EP2020054049 W EP 2020054049W WO 2020173732 A1 WO2020173732 A1 WO 2020173732A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
threshold value
frt
voltage
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/EP2020/054049
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Uwe Stickelmann
Roland ZÜLCH
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
SMA Solar Technology AG
Original Assignee
SMA Solar Technology AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by SMA Solar Technology AG filed Critical SMA Solar Technology AG
Priority to CN202080025521.6A priority Critical patent/CN113661643B/zh
Priority to JP2021550173A priority patent/JP7421566B2/ja
Priority to EP20705364.6A priority patent/EP3931953A1/de
Publication of WO2020173732A1 publication Critical patent/WO2020173732A1/de
Priority to US17/411,374 priority patent/US11621650B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/325—Means for protecting converters other than automatic disconnection with means for allowing continuous operation despite a fault, i.e. fault tolerant converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/5388—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with asymmetrical configuration of switches

Definitions

  • the invention relates to a method for limiting current in the event of transients
  • the invention also relates to a multilevel inverter with a control unit which is set up to carry out such a method.
  • inverters may be in decentralized
  • the grid voltage drops down to zero percent within a few hundred microseconds up to one or two milliseconds or a sudden transient change in a load at the output of the inverter.
  • AC output of an inverter is known and customary according to the prior art, the control signals of all power semiconductor switches of a bridge circuit of the inverter when a first current threshold value is exceeded, which is below an absolute current limit, which is reached and the inverter is switched off and disconnected from the grid or a load to block immediately and simultaneously without disconnecting the inverter from the grid or from the load, and then with the next regular control cycle or after falling below the first current threshold value or a second current threshold value that is lower than the first current threshold value, the regular operation of the inverter continue. If the first is exceeded again After the current threshold value, all power semiconductor switches of the bridge circuit are switched off again by blocking the control signals, so that current limitation is achieved according to the principle of two-point control.
  • NPC topology neutral point clamped topology
  • the power semiconductor switches of the bridge circuit are briefly exposed to higher voltages than during regular operation of the inverter. These higher voltages can lead to the destruction of the individual power semiconductor switches of the bridge circuit.
  • the power semiconductor switch of the bridge circuit actually only uses two different voltage levels from the multiple voltage levels of the multilevel inverter, so that existing options for optimized current limitation remain unused.
  • this object is achieved by a method according to independent claim 1 and by a multilevel inverter according to independent claim 7.
  • Advantageous embodiments of the invention are described in the dependent claims.
  • the inverter when the inverter is operating in a regular operating mode, the amount of the voltage on the capacitor is above a voltage threshold value, when a first current threshold value is exceeded by the amount of current flowing through the choke, the regular operating mode is interrupted and the electrical potential, that is applied to the neutral connection is applied to the bridge output until the amount of the current flowing through the choke falls below a second current threshold value that is less than or equal to the first current threshold value.
  • the regular operating mode is also interrupted when the first current threshold value is exceeded by the amount of current flowing through the choke electrical potential at the respective other DC voltage input than the
  • the potential that is applied to the first DC voltage input is applied to the bridge output if the potential that is applied to the second before the first current threshold value is exceeded
  • Capacitor is above a voltage threshold value, corresponds to a moderate transient voltage drop at the AC output and thus also to a moderate current steepness for a resulting increase in the amount of the current. Accordingly, after the amount of the current flowing through the choke has exceeded the first current threshold value, applying the potential applied to the neutral connection causes a moderate current steepness for the resulting decrease in the amount of the current, whereas when the electrical potential is applied to the respective other DC voltage input than before crossing the first
  • Voltage threshold value corresponds to a stronger transient
  • Method according to the invention preferably in that all power semiconductor switches between the corresponding DC voltage input and the bridge output through corresponding control can be switched to an on state.
  • the bridge circuits used in multilevel inverters depending on the topology, there may be several power semiconductor switches.
  • the first current threshold value is dimensioned in such a way that it is above the maximum value that occurs in the regular operating mode of the inverter
  • the second current threshold value is to be set in such a way that a good compromise between the clock frequency with which the various potentials are used during the procedure
  • the regular operating mode of the inverter here refers to the operating mode for feeding into the grid or the load while there are no errors to be passed through.
  • this operating mode during a first half-wave of an alternating current to be fed in, pulse-width-modulated pulses are synchronized with that of the first
  • Potential applied to the DC voltage input alternating with the potential applied to the neutral connection is applied to the AC output and during a second half-cycle of the alternating current to be fed in, pulse-width modulated pulses with the potential applied to the second DC voltage input are applied to the AC output alternating with the potential applied to the neutral connection.
  • the regular operating mode is continued.
  • the electrical potential, which is then applied to the bridge output, and the pulse width are set as they would be at this point in time without interrupting the regular operating mode, which also means that if there is a change from the first half-wave of the alternating current to be fed in to the second half-wave and vice versa the electrical potential is applied to the respective other direct voltage input than before the first current threshold value is exceeded at the bridge output. If the transient voltage dip has not yet ended, the first current threshold value is exceeded again after the regular operating mode is continued and the method for current limitation is repeated, so that a more extensive one
  • Neutral connection is applied, applied to the bridge output before the regular one
  • Bridge output applied until the amount of the current flowing through the choke falls below the second current threshold value, and then the electrical potential is applied to the neutral terminal at the bridge output until the amount of the current flowing through the choke exceeds the first current threshold value again. As a result, the electrical potential is again applied to the respective other DC voltage input than before the first current threshold value was exceeded.
  • the system then repeats until the magnitude of the voltage across the capacitor is again above the voltage threshold value. Only then is the regular operating mode continued.
  • this embodiment of a method according to the invention, there is the possibility of an even further reduced clock frequency and thus an even lower load on the power semiconductor switch. Furthermore, this embodiment also avoids the unnecessary resumption of the regular operating mode as long as the magnitude of the voltage on the capacitor is below or on the voltage threshold value, that is to say as long as the transient voltage dip is still present.
  • the regular operating mode can also be continued if since
  • the potentials are applied to the bridge output as a function of whether the threshold values are exceeded or fallen below Current through the choke and through the voltage on the capacitor.
  • this current and this voltage are preferably measured directly at the choke or the capacitor.
  • the voltage across the capacitor can be determined from the measured phase voltage of the network.
  • Voltage measurement and a voltage can be determined from a current measurement.
  • the duration of the application of a potential to the bridge output is not due to the over or
  • the value falls below a threshold value, it is advantageous to apply the potential to the bridge output at least until transient processes in the currents and potentials within the bridge circuit have been completed. This applies in particular to the application of the potential applied to the neutral connection to the bridge output in order to avoid briefly higher voltages at the power semiconductor switches than in regular operation of the bridge circuit due to different fast switching
  • a multilevel inverter has a bridge circuit with a first DC voltage input, a second DC voltage input, a
  • a multilevel inverter according to the invention has a control device which is set up to carry out a method according to the invention.
  • the bridge circuit of a multilevel inverter can be a diode-clamped NPC bridge circuit (neutral-point-clamped bridge circuit).
  • NPC neutral-point-clamped bridge circuit
  • Such a bridge circuit is also known under the alternative designations standard NPC, NPC type I or INPC.
  • the bridge circuit can be a BSNPC bridge circuit (bidirectional switch, neutral-point-clamped bridge circuit). Such a bridge circuit is also known under the alternative names NPC Type II or TNPC.
  • the bridge circuit can be an ANPC bridge circuit (Active Neutral Point Clamped bridge circuit).
  • the power semiconductor switches of the bridge circuit of a multilevel inverter according to the invention can be implemented as field effect transistors, for example as SiC MOSFETs or as bipolar transistors, for example as IGBTs in Si technology.
  • only individual power semiconductor switches of the bridge circuit can be designed as field effect transistors and the other power semiconductor switches of the bridge circuit can be designed as bipolar transistors. This enables an optimized selection of the power semiconductor switches with regard to switching times as well as switching and conduction losses.
  • a multilevel inverter according to the invention can be a single-phase inverter in which, for example, two bridge circuits can also be clocked offset, but it can also be, for example, a three-phase inverter in which a three-phase bridge circuit has at least three bridge circuits clocked offset.
  • Bridge circuits take place.
  • the same current limitation can take place in all bridge circuits depending on the respective highest current through the respective choke and the respective lowest voltage on the respective capacitor of all line filters arranged between the respective bridge output and the respective AC output.
  • Fig. 1 shows an inverter according to the invention
  • Fig. 4 shows a time sequence in a method according to the invention in a second case
  • Fig. 5 shows a time sequence in a method according to the invention in a third case
  • FIG. 7 shows a time sequence in a further embodiment of a
  • FIG. 8 shows a bridge circuit of an inverter according to the invention in an embodiment as a diode-clamped NPC bridge circuit
  • FIG. 9 shows a bridge circuit of an inverter according to the invention in an embodiment as a BSNPC bridge circuit
  • FIG. 10 shows a bridge circuit of an inverter according to the invention in an embodiment as an ANPC bridge circuit.
  • FIG. 1 an inventive inverter 1 is shown in one embodiment as a three-phase inverter.
  • the inverter has a three-phase
  • Bridge circuit 2 with a first DC voltage input 3, a second DC voltage input
  • DC voltage input 4 is connected to a divided DC voltage intermediate circuit 9, the center point 10 of which is connected to the neutral connection 5.
  • DC voltage input 3 is furthermore connected to a first DC voltage connection 11 of the inverter 1 and the second DC voltage input 4 is connected to a second DC voltage connection 12 of the inverter 1.
  • the bridge outputs 6, 7, 8 are each connected to AC outputs 17, 18, 19 of the inverter 1 via chokes 13, 14, 15 of a line filter 16.
  • AC outputs 17, 18, 19 are each connected to one of three phase conductors 20, 21, 22 of a network 23.
  • a capacitor 25, 26, 27 of the line filter 16 is also connected to the alternating current outputs 17, 18, 19, the other ends of the
  • Capacitors 25, 26, 27 are connected to a common neutral point 28, which in turn is connected to the neutral connection 5 of the bridge circuit 2.
  • a star point 24 of the network 23 can also be connected to the neutral point 28 and thus also to the
  • An inverter 1 also comprises a control device 29 which is set up to control the bridge circuit 2 in such a way that an electrical potential present at the first DC voltage input 3, here for example a positive potential DC +, or an electrical potential present at the second DC voltage input 4, selectively , here for example a negative DC potential, or an electrical potential present at the neutral connection 5, here for example a
  • Control device 29 controls power semiconductor switches contained in the bridge circuit 2 for conversion into an on or off state via control signals.
  • the control device 29 is for performing a
  • the method according to the invention is set up in order to effect a current limitation in the event of transient voltage changes at the alternating current outputs 17, 18, 19.
  • FIG. 2 shows a phase branch 30 of an inverter according to the invention with a single-phase bridge circuit 31.
  • a three-phase inverter 1 according to FIG. 1 at least three such single-phase bridge circuits 31 are arranged within the three-phase bridge circuit 2, the first DC voltage inputs 3 of all single-phase bridge circuits 31, the second DC voltage inputs 4 of all single-phase bridge circuits 31 and the neutral connections 5 of all single-phase ones
  • Bridge circuits 31 are connected to one another.
  • a single-phase inverter comprises at least one phase branch 30 with a single-phase bridge circuit 31.
  • the control device 29 senses the current l L i_ac through the inductor 13 and the voltage Vci_ ac across the capacitor 26 to effect of these variables dependent current limit according to the method of the invention.
  • FIG. 3 An example of a time sequence in a method according to the invention in the event that there is a transient voltage drop in the network and the magnitude of the voltage Vci ac is above a voltage threshold value V FRT is shown in FIG. 3.
  • the inverter is operated in a regular operating mode, a DC + potential being applied to the bridge output.
  • a voltage drop in the network causes an increase in the amount of the current I L i_ac- At a point in time t1, the amount of the current I L i_ac exceeds a first current threshold value I FRT 1, which is below an absolute current limit I HW, upon which the inverter is switched off and from Network or is disconnected from a load.
  • I FRT a first current threshold value
  • the regular operating mode is interrupted and, in a step S2, the potential N is applied to the bridge output, whereby the magnitude of the current lu ac drops again.
  • the potential N is applied to the bridge output until the amount of the Current lu ac falls below a second current threshold value I FRT 2 at a point in time t2.
  • the regular operating mode is then continued in a step S3, the potential being applied to the bridge output, which can also be done without interrupting the regular
  • Two-point control brings about a current limitation by a method according to the invention as long as the transient voltage drop exists and the amount of the current lu ac thereby rises again and again after the regular operating mode is continued.
  • step S5 shows an example of a time sequence in a method according to the invention in the event that there is a transient voltage drop in the network and the magnitude of the voltage Vci ac is below or on the voltage threshold value V FRT.
  • the inverter is operated in a regular operating mode, with a potential DC + being applied to the bridge output.
  • the transient voltage drop of the network causes an increase of the amount of the current lu ac At a time t4 exceeds the amount of current lu _ ac the first current threshold l_FRT_1.
  • the regular operating mode is interrupted and initially in a step S6 the
  • a step S8 the potential N is first applied again to the bridge output and the regular operating mode is continued at a time t7 in a step S9, the potential being applied to the bridge output that would have been present even if the regular operating mode had not been interrupted at time t7 , in the present case the potential DC +.
  • Fig. 5 shows another example of a timing with the inventive method in the case that a transient voltage dip is present the network and the amount of voltage over the threshold voltage V ac Vci_ is FRT.
  • Fig. 3 is here a negative voltage Vci_ ac before, the amount above the
  • Voltage threshold value V FRT lies.
  • the inverter is operated in a regular operating mode, with a negative potential DC- being applied to the bridge output compared to FIG. 3.
  • the current I L i_ac is also negative.
  • the example of a timing with the inventive method in Fig. 6 relates to the case back, that a transient voltage drop of the network is present and the amount of voltage Vci_ ac below or at the threshold voltage V is FRT.
  • the inverter is operated in a regular operating mode with a potential DC- negative compared to FIG. 4 at the bridge output.
  • the current is lu_ ac here negative.
  • the sequence of the method does not differ in principle from that in FIG. 4.
  • the magnitude of the current I Li-ac exceeds the first current threshold value I_FRT_1.
  • the regular operating mode is then interrupted, the potential N being initially applied to the bridge output in a step S15 and then the potential DC + being applied to the bridge output at a point in time t12 in a step S16 until the magnitude of the current lu ac becomes a Time t13 falls below the second current threshold value I FRT 2.
  • a step S17 the potential N is first applied again to the bridge output and the regular operating mode is continued at a point in time t14 in a step S18.
  • Fig. 7 is an example of a time sequence is shown in a further embodiment of a method according to the invention, which relates to the case back, that a transient voltage drop of the network is present and the amount of voltage Vci_ ac below or at the threshold voltage V FRT located.
  • the sequence with steps S19, S20 and S21 at times t15 and t16 is the same as the sequence with steps S5, S6 and S7 at times t4 and t5 in the exemplary embodiment shown in FIG.
  • the potential N is then applied to the in a step S22
  • Bridge output applied until the magnitude of the current I L i_ac exceeds the first current threshold value I FRT 1 again at a time t18.
  • step S23 analogously to step S21, the potential DC- is then applied to the bridge output, whereupon the magnitude of the current I L i_ac decreases again.
  • the exemplary embodiment in FIG. 7 deals with the case in which, before the first current threshold value I_FRT_1 is exceeded, the potential DC + is applied to the bridge output and a positive current I L i_ac is present.
  • a further exemplary embodiment of a method according to the invention with basically the same sequence results when considering the magnitudes of the current lu ac .
  • FIG. 8 an embodiment of a bridge circuit 31 of an inverter according to the invention is shown as a diode-clamped NPC bridge circuit.
  • the first DC voltage input 3 is connected to the second DC voltage input 4 of the bridge circuit 31 via a series circuit of a first power semiconductor switch T1, a second power semiconductor switch T2, a third power semiconductor switch T3 and a fourth power semiconductor switch T4.
  • a first power semiconductor switch T1 for each of the power semiconductor switches T 1 to T4 there is an anti-parallel diode D1 to D4 arranged, each of which enables a current flow counter to the current flow direction, which is possible with the respective power semiconductor switch T1 to T4 in the switched-on state.
  • the neutral connection 5 is via a fifth diode D5 with a point of connection between the first power semiconductor switch T1 and the second
  • Power semiconductor switch T2 connected.
  • a connection point between the third power semiconductor switch T3 and the fourth power semiconductor switch T4 is connected to the neutral terminal 5 via a diode D6.
  • the bridge output 6 forms a link between the second power semiconductor switch T2 and the third power semiconductor switch T3.
  • the power semiconductor switches T 1 to T4 can be controlled via control signals G1 to G4 for transferring them to an on or off state.
  • a suitable control can then selectively affect the first
  • DC voltage input 3 present electrical potential DC + or the electrical potential DC- present at the second DC voltage input 4 or that at the
  • Neutral connection 5 present electrical potential N can be applied to the bridge output 6.
  • the power semiconductor switches T1 and T4 are designed as field effect transistors, for example as SiC MOSFETs, and the power semiconductor switches T2 and T3 as bipolar transistors, for example as IGBTs in Si technology.
  • field effect transistors for example as SiC MOSFETs
  • bipolar transistors for example as IGBTs in Si technology.
  • FIG. 9 shows an embodiment of a bridge circuit 31 of an inverter according to the invention as a BSNPC bridge circuit. Here is the first
  • the linkage point between the first power semiconductor switch T1 and the fourth power semiconductor switch T4 forms the bridge output 6.
  • Power semiconductor switches T1 and T4 each have an antiparallel diode D1 or D4, each of which enables current to flow counter to the direction of current flow that is possible with the respective power semiconductor switch T1 or T4 when it is switched on. Between the point of connection between the first power semiconductor switch T1 and the fourth power semiconductor switch T4 and the neutral terminal 5 is a
  • Power semiconductor switches T2 and T3 in conjunction with the diodes D2 and D3 form a bidirectional switch.
  • the power semiconductor switches T 1 to T4 can be controlled via control signals G1 to G4 for transferring them to an on or off state.
  • a suitable control can then selectively affect the first
  • DC voltage input 3 present electrical potential DC + or the electrical potential DC- present at the second DC voltage input 4 or that at the
  • Neutral connection 5 present electrical potential N can be applied to the bridge output 6.
  • all power semiconductor switches are designed as bipolar transistors, for example as IGBTs using Si technology.
  • Other power semiconductor technologies or combinations of different power semiconductor technologies are also possible.
  • FIG. 10 yet another embodiment of a bridge circuit 31 of an inverter according to the invention is shown as an ANPC bridge circuit.
  • a fifth and a sixth power semiconductor switch T5 and T6 are each connected in antiparallel to the fifth and sixth diodes D5 and D6.
  • the power semiconductor switches T 1 to T6 can be controlled via control signals G1 to G6 for the purpose of being switched on or off. A suitable control can then selectively affect the first
  • DC voltage input 3 present electrical potential DC + or the electrical potential DC- present at the second DC voltage input 4 or that at the
  • Neutral connection 5 present electrical potential N can be applied to the bridge output 6.
  • the power semiconductor switches T2 and T3 are designed as field effect transistors, for example as SiC MOSFETs, and the power semiconductor switches T1, T4, T5 and T6 as bipolar transistors, for example as IGBTs in Si technology.
  • the power semiconductor switches T1, T4, T5 and T6 are designed as field effect transistors, for example as SiC MOSFETs, and the power semiconductor switches T1, T4, T5 and T6 as bipolar transistors, for example as IGBTs in Si technology.
  • Other combinations of power semiconductor technologies are also possible.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

Offenbart ist ein Verfahren zur Strombegrenzung bei transienten Spannungsänderungen an einem Wechselstromausgang (17,18,19) eines Multilevel-Wechselrichters (1), der eine Brückenschaltung (2, 31) mit einem ersten Gleichspannungseingang (3), einem zweiten Gleichspannungseingang (4), einem Neutralanschluss (5) und einem Brückenausgang (6, 7, 8) sowie ein Netzfilter (16) mit einer zwischen dem Brückenausgang (6, 7, 8) und dem Wechselstromausgang (17, 18, 19) angeschlossenen Drossel (13, 14, 15) und einem zwischen dem Wechselstromausgang (17, 18, 19) und dem Neutralanschluss (5) angeschlossenen Kondensator (25, 26, 27) aufweist. Bei dem Verfahren wird in Abhängigkeit der Spannung (VC1_ac) an dem Kondensator (25, 26, 27) bei Überschreiten eines ersten Stromschwellwerts (I_FRT_1) durch den Drosselstrom (IL1_ac) ein regulärer Betriebsmodus unterbrochen und es werden Maßnahmen zur Strombegrenzung eingeleitet. Weiterhin ist ein Multilevel-Wechselrichter (1) offenbart, der eine Steuereinrichtung (29) aufweist, welche zur Ausführung eines solchen Verfahrens eingerichtet ist.

Description

Verfahren zur Strombegrenzung bei transienten Spannungsänderungen an einem Wechselstromausgang eines Multilevel-Wechselrichters und Multilevel-Wechselrichter
Beschreibung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Strombegrenzung bei transienten
Spannungsänderungen an einem Wechselstromausgang eines Multilevel-Wechselrichters. Weiterhin betrifft die Erfindung einen Multilevel-Wechselrichter mit einer Steuereinheit, die zur Ausführung eines solchen Verfahrens eingerichtet ist.
Aufgrund normativer Anforderungen dürfen sich Wechselrichter in dezentralen
Energieerzeugungsanlagen bei Auftreten bestimmter Netzfehler nicht vom Netz trennen, sondern müssen in der Lage sein, einen solchen Netzfehler zu durchfahren oder sogar durch Einspeisung von Blindleistung zur dynamischen Netzstützung beizutragen (FRT - Fault Ride Through). Ein möglicher zu durchfahrender Netzfehler ist ein plötzlicher transienter
Spannungseinbruch der Netzspannung auf bis zu null Prozent innerhalb von wenigen hundert Mikrosekunden bis zu ein oder zwei Millisekunden oder auch eine plötzliche transiente Veränderung einer Last am Ausgang des Wechselrichters.
An einem Brückenausgang einer Brückenschaltung des Wechselrichters liegt im Fall eines am Wechselstromausgang des Wechselrichters auftretenden plötzlichen transienten
Spannungseinbruchs weiterhin ein elektrisches Potential wie in einem regulären Betrieb des Wechselrichters vor. Eine zwischen dem Brückenausgang und dem Wechselstromausgang angeordnete Drossel eines Netzfilters wird dadurch mit einer hohen Spannungsdifferenz aufmagnetisiert, was zu einer hohen Stromsteilheit führt. Ein Regler eines Wechselrichters kann derart schnellen Änderungen am Wechselstromausgang des Wechselrichters nicht unmittelbar folgen, so dass eine zusätzliche Strombegrenzung erforderlich ist, um eine Zerstörung von Bauteilen des Wechselrichters zu verhindern.
Zur Strombegrenzung bei transienten Spannungsänderungen an einem
Wechselstromausgang eines Wechselrichters ist es bekannt und nach dem Stand der Technik üblich, bei Überschreiten eines ersten Stromschwellwerts, der unterhalb einer absoluten Stromgrenze liegt, bei deren Erreichen der Wechselrichter abgeschaltet und vom Netz oder einer Last getrennt wird, die Ansteuersignale aller Leistungshalbleiterschalter einer Brückenschaltung des Wechselrichters unmittelbar und gleichzeitigt zu sperren, ohne den Wechselrichter vom Netz oder von der Last zu trennen, und dann mit dem nächsten regulären Ansteuertakt oder nach einem Unterschreiten des ersten Stromschwellwerts oder eines zweiten Stromschwellwerts, der kleiner als der erste Stromschwellwert ist, den regulären Betrieb des Wechselrichters fortzusetzen. Bei erneutem Überschreiten des ersten Stromschwellwerts erfolgt dann ein erneutes Abschalten aller Leistungshalbleiterschalter der Brückenschaltung über eine Sperre der Ansteuersignale, so dass eine Strombegrenzung nach dem Prinzip einer Zweipunktregelung erreicht wird.
Bei Multilevel-Wechselrichtern, insbesondere bei Multilevel-Wechselrichtern mit sogenannter NPC-Topologie (Neutral-Point-Clamped-Topologie), werden prinzipbedingt mit
verschiedenen Potentialen an Eingangsanschlüssen der Brückenschaltung verknüpfte Spannungspegel an Ausgangsanschlüsse der Brückenschaltung angelegt. Dadurch kann es bei gleichzeitiger Ansteuerung aller Leistungshalbleiterschalter der Brückenschaltung zur Überführung in einen ausgeschalteten Zustand passieren, dass aufgrund einer
unterschiedlich schnellen Überführung verschiedener Leistungshalbleiterschalter in einen ausgeschalteten Zustand, in Verbindung mit dann auftretenden Strömen durch in der Brückenschaltung zusätzlich vorhandene Freilaufdioden, an einzelnen
Leistungshalbleiterschaltern der Brückenschaltung kurzzeitig höhere Spannungen anliegen als während des regulären Betriebs des Wechselrichters. Diese höheren Spannungen können gegebenenfalls zur Zerstörung der einzelnen Leistungshalbleiterschalter der Brückenschaltung führen.
Weiterhin werden bei einem einfachen gleichzeitigen Ausschalten aller
Leistungshalbleiterschalter der Brückenschaltung von den mehreren Spannungspegeln des Multilevel-Wechselrichters faktisch nur zwei verschiedene Spannungspegel genutzt, so dass vorhandene Möglichkeiten für eine optimierte Strombegrenzung ungenutzt bleiben.
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zur Strombegrenzung bei transienten Spannungsänderungen an einem Wechselstromausgang eines Multilevel- Wechselrichters bzw. einen entsprechenden Wechselrichter bereitzustellen, bei denen eine optimierte Strombegrenzung im Hinblick auf eine Belastung von Leistungshalbleiterschaltern einer Brückenschaltung des Wechselrichters durch möglichst geringe Ströme und möglichst geringe Taktfrequenzen ermöglicht wird und bei denen das Auftreten höherer Spannungen an den Leistungshalbleiterschaltern als im regulären Betrieb der Brückenschaltung verhindert wird.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch ein Verfahren gemäß dem unabhängigen Anspruch 1 und durch einen Multilevel-Wechselrichter gemäß dem unabhängigen Anspruch 7. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen beschrieben.
Bei einem erfindungsgemäßen Verfahren zur Strombegrenzung bei transienten
Spannungsänderungen an einem Wechselstromausgang eines Multilevel-Wechselrichters, wobei der Multilevel-Wechselrichter eine Brückenschaltung mit einem ersten Gleichspannungseingang, einem zweiten Gleichspannungseingang, einem Neutralanschluss und einem Brückenausgang sowie ein Netzfilter mit einer zwischen dem Brückenausgang und dem Wechselstromausgang angeschlossenen Drossel und einem zwischen dem Wechselstromausgang und dem Neutralanschluss angeschlossenen Kondensator aufweist und dazu eingerichtet ist, selektiv ein an dem ersten Gleichspannungseingang vorliegendes elektrisches Potential oder ein an dem zweiten Gleichspannungseingang vorliegendes elektrisches Potential oder ein an dem Neutralanschluss vorliegendes elektrisches Potential an den Brückenausgang anzulegen, werden zwei Fälle unterschieden.
In dem Fall, dass bei einem Betrieb des Wechselrichters in einem regulären Betriebsmodus der Betrag der Spannung an dem Kondensator über einem Spannungsschwellwert liegt, wird bei Überschreiten eines ersten Stromschwellwerts durch den Betrag des durch die Drossel fließenden Stroms der reguläre Betriebsmodus unterbrochen und das elektrische Potential, das an dem Neutralanschluss anliegt, so lange an den Brückenausgang angelegt, bis der Betrag des durch die Drossel fließenden Stroms einen zweiten Stromschwellwert, der kleiner oder gleich dem ersten Stromschwellwert ist, unterschreitet.
In dem Fall, dass bei einem Betrieb des Wechselrichters in einem regulären Betriebsmodus der Betrag der Spannung an dem Kondensator unter oder auf dem Spannungsschwellwert liegt, wird bei Überschreiten des ersten Stromschwellwerts durch den Betrag des durch die Drossel fließenden Stroms der reguläre Betriebsmodus ebenfalls unterbrochen und das elektrische Potential an dem jeweils anderen Gleichspannungseingang als dem
Gleichspannungseingang, dessen daran anliegendes elektrisches Potential zuletzt vor dem Überschreiten des ersten Stromschwellwerts an den Brückenausgang angelegt wurde, so lange an den Brückenausgang angelegt, bis der Betrag des durch die Drossel fließenden Stroms den zweiten Stromschwellwert, der kleiner oder gleich dem ersten Stromschwellwert ist, unterschreitet. Das heißt, wenn vor dem Überschreiten des ersten Stromschwellwerts das Potential, das am ersten Gleichspannungseingang anliegt, an den Brückenausgang angelegt war, wird nach dem Überschreiten des ersten Stromschwellwerts das Potential, das am zweiten Gleichspannungseingang anliegt, an den Brückenausgang angelegt.
Entsprechend wird nach dem Überschreiten des ersten Stromschwellwerts das Potential, das am ersten Gleichspannungseingang anliegt, an den Brückenausgang angelegt, wenn vor dem Überschreiten des ersten Stromschwellwerts das Potential, das am zweiten
Gleichspannungseingang anliegt, an den Brückenausgang angelegt war.
Das Anlegen unterschiedlicher Potentiale an den Brückenausgang in Abhängigkeit von einem Wert der Spannung an dem Kondensator zum Zeitpunkt des Überschreitens des ersten Stromschwellwerts gewährleistet eine optimierte Einstellung der sich bei Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Strombegrenzung einstellenden Stromsteilheiten für den Abfall des Betrags des Stroms. Der Fall, dass der Betrag der Spannung an dem
Kondensator über einem Spannungsschwellwert liegt, korrespondiert mit einem moderaten transienten Spannungseinbruch am Wechselstromausgang und somit auch mit einer moderaten Stromsteilheit für einen daraus resultierenden Anstieg des Betrags des Stroms. Entsprechend wird dann nach Überschreiten des ersten Stromschwellwerts durch den Betrag des durch die Drossel fließenden Stroms durch Anlegen des am Neutralanschluss anliegenden Potentials eine moderate Stromsteilheit für den resultierenden Abfall des Betrags des Stroms bewirkt, wohingegen bei Anlegen des elektrischen Potentials an dem jeweils anderen Gleichspannungseingang als vor dem Überschreiten des ersten
Stromschwellwerts bzw. bei Abschalten aller Leistungshalbleiterschalter nach den Verfahren gemäß dem Stand der Technik eine deutlich höhere Stromsteilheit für den abfallenden Betrag des Stroms resultieren würde. Das Einstellen einer möglichst geringen Stromsteilheit für den abfallenden Betrag des Stroms gewährleistet eine möglichst geringe Taktfrequenz, mit der die verschiedenen Potentiale während des Verfahrens zur Strombegrenzung an den Brückenausgang angelegt werden.
Der Fall, dass der Betrag der Spannung an dem Kondensator unter oder auf dem
Spannungsschwellwert liegt, korrespondiert mit einem stärkeren transienten
Spannungseinbruch und einer daraus resultierenden größeren Stromsteilheit für den Anstieg des Betrags des Stroms. In dem Fall würde bei Anlegen des am Neutralanschluss anliegenden Potentials nach Überschreiten des ersten Stromschwellwerts der Betrag des Stroms durch die Drossel weiter steigen, was dann durch Anlegen des elektrischen
Potentials an dem jeweils anderen Gleichspannungseingang als dem
Gleichspannungseingang, dessen daran anliegendes elektrisches Potential zuletzt vor dem Überschreiten des ersten Stromschwellwerts an den Brückenausgang angelegt wurde, verhindert wird.
Entsprechend ergibt sich hieraus für den Fachmann eine Anleitung zur Dimensionierung des Spannungsschwellwerts bei einem erfindungsgemäßen Verfahren derart, dass bei einem transienten Spannungseinbruch für Spannungen an dem Kondensator oberhalb des
Spannungsschwellwerts bei Anlegen des am Neutralanschluss anliegenden Potentials an den Brückenausgang nach Überschreiten des ersten Stromschwellwerts der Betrag des Stroms durch die Drossel nicht ansteigt.
Das Anlegen des elektrischen Potentials an dem jeweils anderen Gleichspannungseingang als vor dem Überschreiten des ersten Stromschwellwerts erfolgt bei dem
erfindungsgemäßen Verfahren bevorzugt dadurch, dass alle Leistungshalbleiterschalter zwischen dem entsprechenden Gleichspannungseingang und dem Brückenausgang durch entsprechende Ansteuerung in einen eingeschalteten Zustand versetzt werden. Bei den in Multilevel-Wechselrichtern zur Anwendung kommenden Brückenschaltungen sind dies je nach Topologie gegebenenfalls mehrere Leistungshalbleiterschalter.
Die Dimensionierung des ersten Stromschwellwerts erfolgt derart, dass er oberhalb des Maximums eines im regulären Betriebsmodus des Wechselrichters auftretenden
Stromrippels liegt und unterhalb einer absoluten Stromgrenze, bei deren Erreichen der Wechselrichter abgeschaltet und vom Netz oder von einer Last getrennt wird.
Der zweite Stromschwellwert ist so festzulegen, dass ein guter Kompromiss zwischen der Taktfrequenz, mit der die verschiedenen Potentiale während des Verfahrens zur
Strombegrenzung an den Brückenausgang angelegt werden, und der Höhe des
resultierenden Stromrippels während der Strombegrenzung erreicht wird. Bei Wahl eines zweiten Stromschwellwerts, der gleich dem ersten Stromschwellwert ist, ist faktisch nur ein Stromschwellwert vorhanden. Insbesondere in diesem Fall ist es vorteilhaft, zusätzliche Mittel zur Glättung eines Messwerts des Stroms durch die Drossel vorzusehen, um zu hohe Taktfrequenzen zu vermeiden.
Der reguläre Betriebsmodus des Wechselrichters bezeichnet hier den Betriebsmodus zur Einspeisung in das Netz bzw. in die Last während keine zu durchfahrenden Fehler vorliegen. In diesem Betriebsmodus werden während einer ersten Halbwelle eines einzuspeisenden Wechselstroms pulsweitenmodulierte Pulse mit dem an dem ersten
Gleichspannungseingang anliegenden Potential im Wechsel mit dem am Neutralanschluss anliegenden Potential an den Wechselstromausgang angelegt und während einer zweiten Halbwelle des einzuspeisenden Wechselstroms werden pulsweitenmodulierte Pulse mit dem an dem zweiten Gleichspannungseingang anliegenden Potential im Wechsel mit dem am Neutralanschluss anliegenden Potential an den Wechselstromausgang angelegt.
In einer Ausführungsführungsform eines erfindungsgemäßen Verfahrens wird dann, nachdem der zweite Stromschwellwert durch den Betrag des durch die Drossel fließenden Stroms unterschritten wurde, der reguläre Betriebsmodus fortgesetzt.
Bei einer Fortsetzung des regulären Betriebsmodus werden das elektrische Potential, das dann an den Brückenausgang angelegt wird, und die Pulsbreite so eingestellt, wie sie zu diesem Zeitpunkt ohne Unterbrechung des regulären Betriebsmodus vorliegen würden, was auch bedeutet, dass bei einem inzwischen erfolgten Wechsel von der ersten Halbwelle des einzuspeisenden Wechselstroms zur zweiten Halbwelle und umgekehrt das elektrische Potential an dem jeweils anderen Gleichspannungseingang als vor dem Überschreiten des ersten Stromschwellwerts an den Brückenausgang angelegt wird. Sofern der transiente Spannungseinbruch noch nicht beendet ist, wird nach der Fortsetzung des regulären Betriebsmodus erneut der erste Stromschwellwert überschritten und das Verfahren zur Strombegrenzung wiederholt ausgeführt, so dass eine weitergehende
Strombegrenzung nach dem Prinzip einer Zweipunktregelung erreicht wird.
Bei einer weiteren Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Verfahrens wird in dem Fall, dass bei einem Betrieb des Wechselrichters in einem regulären Betriebsmodus der Betrag der Spannung an dem Kondensator unter oder auf dem Spannungsschwellwert liegt, bei Überschreiten des ersten Stromschwellwerts durch den Betrag des durch die Drossel fließenden Stroms der reguläre Betriebsmodus unterbrochen und zunächst das elektrische Potential, das an dem Neutralanschluss anliegt, an den Brückenausgang angelegt. Dann wird das elektrische Potential an dem jeweils anderen Gleichspannungseingang als dem Gleichspannungseingang, dessen daran anliegendes elektrisches Potential zuletzt vor dem Überschreiten des ersten Stromschwellwerts an den Brückenausgang angelegt wurde, so lange an den Brückenausgang angelegt, bis der Betrag des durch die Drossel fließenden Stroms den zweiten Stromschwellwert, der kleiner oder gleich dem ersten Stromschwellwert ist, unterschreitet, und dann zunächst wieder das elektrische Potential, das an dem
Neutralanschluss anliegt, an den Brückenausgang angelegt, bevor der reguläre
Betriebsmodus fortgesetzt wird.
Dadurch, dass bei dieser Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Verfahrens zwischen dem Anlegen des am ersten Gleichspannungseingang vorliegenden Potentials an den Brückenausgang und dem Anlegen des am zweiten Gleichspannungseingang vorliegenden Potentials an den Brückenausgang sowie zwischen dem Anlegen des am zweiten
Gleichspannungseingang vorliegenden Potentials an den Brückenausgang und dem Anlegen des am ersten Gleichspannungseingang vorliegenden Potentials an den Brückenausgang jeweils das an dem Neutralanschluss anliegende Potential an den Brückenausgang angelegt wird, wird vermieden, dass infolge unterschiedlich schnell schaltender
Leistungshalbleiterschalter kurzzeitig höhere Spannungen an den
Leistungshalbleiterschaltern als im regulären Betrieb der Brückenschaltung auftreten können. Weiterhin wird durch das zwischenzeitliche Anlegen des elektrischen Potentials an dem Neutralanschluss an den Brückenausgang die Frequenz, mit der zwischen dem
Anlegen des am ersten Gleichspannungseingang vorliegenden Potentials und des am zweiten Gleichspannungseingang vorliegenden Potentials an den Brückenausgang gewechselt wird, reduziert und in Folge somit auch die Taktfrequenz aller
Leistungshalbleiterschalter, was in weiterer Folge die Belastung der
Leistungshalbleiterschalter verringert. Bei einer weiteren Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Verfahrens wird in dem Fall, dass bei einem Betrieb des Wechselrichters in einem regulären Betriebsmodus der Betrag der Spannung an dem Kondensator unter oder auf dem Spannungsschwellwert liegt, bei einem ersten Überschreiten des ersten Stromschwellwerts durch den Betrag des durch die Drossel fließenden Stroms der reguläre Betriebsmodus unterbrochen und zunächst wie bei der zuvor beschriebenen Ausführungsform das elektrische Potential an dem
Neutralanschluss an den Brückenausgang angelegt. Dann wird das elektrische Potential an dem jeweils anderen Gleichspannungseingang als dem Gleichspannungseingang, dessen daran anliegendes elektrisches Potential zuletzt vor dem ersten Überschreiten des ersten Stromschwellwerts an den Brückenausgang angelegt wurde, so lange an den
Brückenausgang angelegt, bis der Betrag des durch die Drossel fließenden Stroms den zweiten Stromschwellwert unterschreitet, und anschließend das elektrische Potential an dem Neutralanschluss an den Brückenausgang angelegt, bis der Betrag des durch die Drossel fließenden Stroms den ersten Stromschwellwert erneut überschreitet. Infolgedessen wird wieder das elektrische Potential an dem jeweils anderen Gleichspannungseingang als vor dem ersten Überschreiten des ersten Stromschwellwerts angelegt.
Der Wechsel zwischen dem Anlegen des Potentials an dem jeweils anderen
Gleichspannungseingang als vor dem ersten Überschreiten des ersten Stromschwellwerts und dem am Neutralanschluss anliegenden Potential an den Brückenausgang in
Abhängigkeit vom Über- und Unterschreiten des ersten und zweiten Stromschwellwerts wird dann so lange wiederholt, bis der Betrag der Spannung an dem Kondensator wieder über dem Spannungsschwellwert liegt. Erst dann wird der reguläre Betriebsmodus fortgesetzt.
Bei dieser Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Verfahrens ergibt sich die Möglichkeit einer noch weiter reduzierten Taktfrequenz und somit einer noch geringeren Belastung der Leistungshalbleiterschalter. Weiterhin vermeidet diese Ausführungsform auch die unnötige Wiederaufnahme des regulären Betriebsmodus solange der Betrag der Spannung an dem Kondensator unter oder auf dem Spannungsschwellwert liegt, das heißt, solange der transiente Spannungseinbruch immer noch vorliegt.
Alternativ kann bei der zuvor beschriebenen Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Verfahrens der reguläre Betriebsmodus auch fortgesetzt werden, wenn seit dem
Unterbrechen des regulären Betriebsmodus eine vorgebbare Zeit vergangen ist.
Das Anlegen der Potentiale an den Brückenausgang erfolgt bei dem erfindungsgemäßen Verfahren in Abhängigkeit des Über- oder Unterschreitens von Schwellwerten durch den Strom durch die Drossel und durch die Spannung am Kondensator. Hierzu werden dieser Strom und diese Spannung vorzugsweise direkt an der Drossel bzw. dem Kondensator gemessen. Es ist aber auch möglich diesen Strom und diese Spannung aus anderen gemessenen und/oder bekannten Größen innerhalb des Wechselrichters zu ermitteln bzw. bei Anwendung des Verfahrens direkt äquivalente Messgrößen zu verwenden.
Beispielsweise kann die Spannung am Kondensator aus der gemessenen Phasenspannung des Netzes bestimmt werden. Insbesondere kann auch ein Strom aus einer
Spannungsmessung und eine Spannung aus einer Strommessung ermittelt werden.
Sofern bei einer Au sfüh rungsform eines erfindungsgemäßen Verfahrens die Dauer des Anlegens eines Potentials an den Brückenausgang nicht durch das Über- oder
Unterschreiten eines Schwellwerts festgelegt ist, ist es vorteilhaft, das Potential zumindest so lange an den Brückenausgang anzulegen, bis transiente Vorgänge bei den Strömen und Potentialen innerhalb der Brückenschaltung abgeschlossen sind. Dies gilt insbesondere für das Anlegen des an dem Neutralanschluss anliegenden Potentials an den Brückenausgang zur Vermeidung kurzzeitig höherer Spannungen an den Leistungshalbleiterschaltern als im regulären Betrieb der Brückenschaltung infolge unterschiedlich schnell schaltender
Leistungshalbleiterschalter.
Ein erfindungsgemäßer Multilevel-Wechselrichter weist eine Brückenschaltung mit einem ersten Gleichspannungseingang, einem zweiten Gleichspannungseingang, einem
Neutralanschluss und einem Brückenausgang sowie ein Netzfilter mit einer zwischen dem Brückenausgang und dem Wechselstromausgang angeschlossenen Drossel und einem zwischen dem Wechselstromausgang und dem Neutralanschluss angeschlossenen
Kondensator auf. Weiterhin weist ein erfindungsgemäßer Multilevel-Wechselrichter eine Steuereinrichtung auf, die zur Ausführung eines erfindungsgemäßen Verfahrens eingerichtet ist.
Die Brückenschaltung eines erfindungsgemäßen Multilevel-Wechselrichters kann eine diodengeklemmte NPC-Brückenschaltung (Neutral-Point-Clamped-Brückenschaltung) sein. Eine solche Brückenschaltung ist auch unter den alternativen Bezeichnungen Standard- NPC, NPC Typ I oder INPC bekannt.
In einer weiteren Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Multilevel-Wechselrichters kann die Brückenschaltung eine BSNPC-Brückenschaltung (Bidirectional Switch Neutral- Point-Clamped-Brückenschaltung) sein. Eine solche Brückenschaltung ist auch unter den alternativen Bezeichnungen NPC Typ II oder TNPC bekannt. In einer weiteren Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Multilevel-Wechselrichters kann die Brückenschaltung eine ANPC-Brückenschaltung (Active Neutral-Point-Clamped- Brückenschaltung) sein.
Die Leistungshalbleiterschalter der Brückenschaltung eines erfindungsgemäßen Multilevel- Wechselrichters können als Feldeffekttransistoren, beispielsweise als SiC-MOSFETs oder als Bipolartransistoren, beispielsweise als IGBTs in Si-Technologie, ausgeführt sein.
Insbesondere können lediglich einzelne Leistungshalbleiterschalter der Brückenschaltung als Feldeffekttransistoren ausgeführt sein und die jeweils anderen Leistungshalbleiterschalter der Brückenschaltung als Bipolartransistoren. Dies ermöglich eine optimierte Auswahl der Leistungshalbleiterschalter im Hinblick auf Schaltzeiten sowie Schalt- und Leitverluste.
Ein erfindungsgemäßer Multilevel-Wechselrichter kann ein einphasiger Wechselrichter sein, bei dem beispielsweise auch zwei Brückenschaltungen versetzt getaktet werden können, es kann aber beispielsweise auch ein dreiphasiger Wechselrichter sein, bei dem eine dreiphasige Brückenschaltung mindestens drei versetzt getaktete Brückenschaltungen aufweist.
Bei einem erfindungsgemäßen Multilevel-Wechselrichter, der mehr als eine
Brückenschaltung aufweist, kann eine Strombegrenzung nach einem erfindungsgemäßen Verfahren für jede Brückenschaltung einzeln und unabhängig von den anderen
Brückenschaltungen erfolgen. Alternativ kann eine gleiche Strombegrenzung in allen Brückenschaltungen in Abhängigkeit des jeweils größten Stroms durch die jeweilige Drossel und die jeweils geringste Spannung an dem jeweiligen Kondensator aller zwischen dem jeweiligen Brückenausgang und dem jeweiligen Wechselstromausgang angeordneter Netzfilter erfolgen.
Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Figuren näher erläutert. Die Figuren dienen hierbei der Veranschaulichung von Ausführungsformen der Erfindung, beschränken die Erfindung aber nicht auf die gezeigten Merkmale.
Fig. 1 zeigt einen erfindungsgemäßen Wechselrichter,
Fig. 2 zeigt einen Phasenzweig eines erfindungsgemäßen Wechselrichters,
Fig. 3 zeigt einen zeitlichen Ablauf bei einem erfindungsgemäßen Verfahren in einem ersten Fall,
Fig. 4 zeigt einen zeitlichen Ablauf bei einem erfindungsgemäßen Verfahren in einem zweiten Fall, Fig. 5 zeigt einen zeitlichen Ablauf bei einem erfindungsgemäßen Verfahren in einem dritten Fall,
Fig. 6 zeigt einen zeitlichen Ablauf bei einem erfindungsgemäßen Verfahren in einem vierten Fall,
Fig. 7 zeigt einen zeitlichen Ablauf bei einer weiteren Ausführungsform eines
erfindungsgemäßen Verfahrens,
Fig. 8 zeigt eine Brückenschaltung eines erfindungsgemäßen Wechselrichters in einer Ausführungsform als diodengeklemmte NPC-Brückenschaltung,
Fig. 9 zeigt eine Brückenschaltung eines erfindungsgemäßen Wechselrichters in einer Ausführungsform als BSNPC-Brückenschaltung, und
Fig. 10 zeigt eine Brückenschaltung eines erfindungsgemäßen Wechselrichters in einer Ausführungsform als ANPC-Brückenschaltung.
In Fig. 1 ist ein erfindungsgemäßer Wechselrichter 1 in einer Ausführungsform als dreiphasiger Wechselrichter dargestellt. Der Wechselrichter weist eine dreiphasige
Brückenschaltung 2 mit einem ersten Gleichspannungseingang 3, einem zweiten
Gleichspannungseingang 4, einem Neutralanschluss 5 und drei Brückenausgängen 6, 7, 8 auf. Zwischen dem ersten Gleichspannungseingang 3 und dem zweiten
Gleichspannungseingang 4 ist ein geteilter Gleichspannungszwischenkreis 9 angeschlossen, dessen Mittelpunkt 10 mit dem Neutralanschluss 5 verbunden ist. Der erste
Gleichspannungseingang 3 ist ferner mit einem ersten Gleichspannungsanschluss 1 1 des Wechselrichters 1 verbunden und der zweiten Gleichspannungseingang 4 mit einem zweiten Gleichspannungsanschluss 12 des Wechselrichters 1.
Die Brückenausgänge 6, 7, 8 sind jeweils über Drosseln 13, 14, 15 eines Netzfilters 16 mit Wechselstromausgängen 17, 18, 19 des Wechselrichters 1 verbunden. An die
Wechselstromausgänge 17, 18, 19 ist jeweils einer von drei Phasenleitern 20, 21 , 22 eines Netzes 23 angeschlossen. Mit den Wechselstromausgängen 17, 18, 19 ist ferner jeweils ein Kondensator 25, 26, 27 des Netzfilters 16 verbunden, wobei die anderen Enden der
Kondensatoren 25, 26, 27 an einen gemeinsamen Neutralpunkt 28 angeschlossen sind, der wiederum mit dem Neutralanschluss 5 der Brückenschaltung 2 verbunden ist. In einer anderen Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Wechselrichters kann ein Sternpunkt 24 des Netzes 23 ebenfalls mit dem Neutralpunkt 28 und somit auch mit dem
Neutralanschluss 5 der Brückenschaltung 2 verbunden sein. Ein erfindungsgemäßer Wechselrichter 1 umfasst ferner eine Steuereinrichtung 29, die dazu eingerichtet ist, die Brückenschaltung 2 derart anzusteuern, dass selektiv ein an dem ersten Gleichspannungseingang 3 vorliegendes elektrisches Potential, hier beispielsweise ein positives Potential DC+, oder ein an dem zweiten Gleichspannungseingang 4 vorliegendes elektrisches Potential, hier beispielsweise ein negatives Potential DC-, oder ein an dem Neutralanschluss 5 vorliegendes elektrisches Potential, hier beispielsweise ein
Neutralpotential N, an die Brückenausgänge 6, 7, 8 angelegt wird, indem die
Steuereinrichtung 29 in der Brückenschaltung 2 enthaltene Leistungshalbleiterschalter zur Überführung in einen eingeschalteten oder ausgeschalteten Zustand über Ansteuersignale ansteuert. Insbesondere ist die Steuereinrichtung 29 zur Ausführung eines
erfindungsgemäßen Verfahrens eingerichtet, um eine Strombegrenzung bei transienten Spannungsänderungen an den Wechselstromausgängen 17, 18, 19 zu bewirken.
Fig. 2 zeigt einen Phasenzweig 30 eines erfindungsgemäßen Wechselrichters mit einer einphasigen Brückenschaltung 31 . Bei einem dreiphasigen Wechselrichter 1 gemäß Fig. 1 sind innerhalb der dreiphasigen Brückenschaltung 2 mindestens drei solcher einphasigen Brückenschaltungen 31 angeordnet, wobei die ersten Gleichspannungseingänge 3 aller einphasigen Brückenschaltungen 31 , die zweiten Gleichspannungseingänge 4 aller einphasigen Brückenschaltungen 31 und die Neutralanschlüsse 5 aller einphasigen
Brückenschaltungen 31 miteinander verbunden sind. Ein einphasiger Wechselrichter umfasst mindestens einen Phasenzweig 30 mit einer einphasigen Brückenschaltung 31 .
Die Steuereinrichtung 29 erfasst den Strom lLi_ac durch die Drossel 13 und die Spannung Vci_ac an dem Kondensator 26, um abhängig von diesen Größen eine Strombegrenzung gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren zu bewirken.
Ein Beispiel für einen zeitlichen Ablauf bei einem erfindungsgemäßen Verfahren in dem Fall, dass ein transienter Spannungseinbruch des Netzes vorliegt und der Betrag der Spannung Vci ac über einem Spannungsschwellwert V FRT liegt, ist in Fig. 3 dargestellt. In einem Schritt S1 wird der Wechselrichter in einem regulären Betriebsmodus betrieben, wobei an dem Brückenausgang ein Potential DC+ anliegt. Der vorliegende transiente
Spannungseinbruch des Netzes verursacht einen Anstieg des Betrags des Stroms lLi_ac- Zu einem Zeitpunkt t1 überschreitet der Betrag des Stroms lLi_ac einen ersten Stromschwellwert I FRT 1 , der unterhalb einer absoluten Stromgrenze I HW liegt, bei deren Erreichen der Wechselrichter abgeschaltet und vom Netz oder von einer Last getrennt wird. Infolge des Überschreitens des ersten Stromschwellwerts l_FRT_1 durch den Betrag des Stroms lu ac zum Zeitpunkt t1 wird der reguläre Betriebsmodus unterbrochen und in einem Schritt S2 das Potential N an den Brückenausgang angelegt, wodurch der Betrag des Stroms lu ac wieder sinkt. Das Potential N wird so lange an den Brückenausgang angelegt, bis der Betrag des Stroms lu ac zu einem Zeitpunkt t2 einen zweiten Stromschwellwert I FRT 2 unterschreitet. Dann wird in einem Schritt S3 der reguläre Betriebsmodus fortgesetzt, wobei das Potential an den Brückenausgang angelegt wird, das auch ohne Unterbrechung des regulären
Betriebsmodus zum Zeitpunkt t2 Vorgelegen hätte, im vorliegenden Fall das Potential DC+.
Aufgrund des nach wie vor vorliegenden transienten Spannungseinbruchs steigt der Betrag des Stroms lu ac dann erneut an und überschreitet zum Zeitpunkt t3 wieder den ersten Stromschwellwert l_FRT_1 , woraufhin in einem Schritt S4 erneut das Potential N so lange an den Brückenausgang angelegt wird, bis der Betrag des Stroms wieder unter dem zweiten Stromschwellwert I FRT 2 liegt. Auf diese Weise wird nach dem Prinzip einer
Zweipunktregelung eine Strombegrenzung durch ein erfindungsgemäßes Verfahren bewirkt, solange der transiente Spannungseinbruch besteht und der Betrag des Stroms lu ac dadurch nach einem Fortsetzen des regulären Betriebsmodus immer wieder erneut ansteigt.
In Fig. 4 ist ein Beispiel für einen zeitlichen Ablauf bei einem erfindungsgemäßen Verfahren in dem Fall, dass ein transienter Spannungseinbruch des Netzes vorliegt und der Betrag der Spannung Vci ac unter oder auf dem Spannungsschwellwert V FRT liegt, dargestellt. In einem Schritt S5 wird der Wechselrichter in einem regulären Betriebsmodus betrieben, wobei an dem Brückenausgang ein Potential DC+ anliegt. Der transiente Spannungseinbruch des Netzes verursacht einen Anstieg des Betrags des Stroms lu ac- Zu einem Zeitpunkt t4 überschreitet der Betrag des Stroms lu _ac den ersten Stromschwellwert l_FRT_1 . Daraufhin wird der reguläre Betriebsmodus unterbrochen und zunächst in einem Schritt S6 das
Potential N an den Brückenausgang angelegt, woraufhin der Betrag des Stroms lu ac immer noch weiter ansteigt. Zu einem Zeitpunkt t5 wird in einem Schritt S7 das Potential DC- an den Brückenausgang angelegt, wodurch der Betrag des Stroms lu ac wieder sinkt. Das Potential DC- wird so lange an den Brückenausgang angelegt, bis der Betrag des Stroms lu ac zu einem Zeitpunkt t6 den zweiten Stromschwellwert I FRT 2 unterschreitet. Dann wird in einem Schritt S8 zunächst wieder das Potential N an den Brückenausgang angelegt und zu einem Zeitpunkt t7 in einem Schritt S9 der reguläre Betriebsmodus fortgesetzt, wobei das Potential an den Brückenausgang angelegt wird, das auch ohne Unterbrechung des regulären Betriebsmodus zum Zeitpunkt t7 Vorgelegen hätte, im vorliegenden Fall das Potential DC+.
Aufgrund des nach wie vor vorliegenden transienten Spannungseinbruchs steigt der Betrag des Stroms lu ac dann erneut an, so dass durch Wiederholen der in Fig. 4 dargestellten Schritte durch das erfindungsgemäße Verfahren eine Strombegrenzung nach dem Prinzip einer Zweipunktregelung bewirkt wird, solange der transiente Spannungseinbruch besteht. Fig. 5 zeigt ein weiteres Beispiel für einen zeitlichen Ablauf bei einem erfindungsgemäßen Verfahren in dem Fall, dass ein transienter Spannungseinbruch des Netzes vorliegt und der Betrag der Spannung Vci_ac über dem Spannungsschwellwert V FRT liegt. Im Gegensatz zu Fig. 3 liegt hier eine negative Spannung Vci_ac vor, deren Betrag über dem
Spannungsschwellwert V FRT liegt. In einem Schritt S10 wird der Wechselrichter in einem regulären Betriebsmodus betrieben, wobei gegenüber Fig. 3 an dem Brückenausgang ein negatives Potential DC- anliegt. Der Strom lLi_ac ist ebenfalls negativ. Der Ablauf des
Verfahrens unterscheidet sich bei Betrachtung der Beträge des Stroms lu_ac prinzipiell nicht von demjenigen in Fig. 3. Bei Überschreiten des ersten Stromschwellwerts l_FRT_1 durch den Betrag des Stroms lLi_ac zum Zeitpunkt t8 wird der reguläre Betriebsmodus unterbrochen und in einem Schritt S1 1 das Potential N an den Brückenausgang angelegt, wodurch der Betrag des Stroms lLi_ac wieder sinkt. Das Potential N wird so lange an den Brückenausgang angelegt, bis der Betrag des Stroms lu_ac zu einem Zeitpunkt t9 den zweiten
Stromschwellwert I FRT 2 unterschreitet. Dann wird in einem Schritt S12 der reguläre Betriebsmodus fortgesetzt, und bei erneutem Überschreiten des ersten Stromschwellwerts I FRT 1 durch den Betrag des Stroms lu ac zum Zeitpunkt t10 in einem Schritt S13 wieder das Potential N an den Brückenausgang angelegt. Durch wiederholtes Ausführen dieser Schritte wird so nach dem Prinzip der Zweipunktregelung eine Strombegrenzung bewirkt, solange der transiente Spannungseinbruch besteht.
Das Beispiel für einen zeitlichen Ablauf bei einem erfindungsgemäßen Verfahren in Fig. 6 betrifft wieder den Fall, dass ein transienter Spannungseinbruch des Netzes vorliegt und der Betrag der Spannung Vci_ac unter oder auf dem Spannungsschwellwert V FRT liegt. Im Gegensatz zu dem Beispiel aus Fig. 4 wird hier in einem Schritt S14 der Wechselrichter in einem regulären Betriebsmodus mit einem gegenüber Fig. 4 negativen Potential DC- an dem Brückenausgang betrieben. Weiterhin ist der Strom lu_ac hier negativ. Bei Betrachtung der Beträge des Stroms lu ac unterscheidet sich der Ablauf des Verfahrens prinzipiell nicht von demjenigen in Fig. 4. Zu einem Zeitpunkt t1 1 überschreitet der Betrag des Stroms lLi-ac den ersten Stromschwellwert l_FRT_1. Daraufhin wird der reguläre Betriebsmodus unterbrochen wobei zunächst in einem Schritt S15 das Potential N an den Brückenausgang angelegt wird und dann zu einem Zeitpunkt t12 in einem Schritt S16 das Potential DC+ so lange an den Brückenausgang angelegt wird, bis der Betrag des Stroms lu ac zu einem Zeitpunkt t13 den zweiten Stromschwellwert I FRT 2 unterschreitet. In einem Schritt S17 wird zunächst wieder das Potential N an den Brückenausgang angelegt und zu einem Zeitpunkt t14 in einem Schritt S18 der reguläre Betriebsmodus fortgesetzt. Durch Wiederholen der in Fig. 6 dargestellten Schritte durch das erfindungsgemäße Verfahren wird eine Strombegrenzung nach dem Prinzip einer Zweipunktregelung bewirkt, solange der transiente
Spannungseinbruch besteht. In Fig. 7 ist ein Beispiel für einen zeitlichen Ablauf bei einer weiteren Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Verfahrens dargestellt, das wieder den Fall betrifft, dass ein transienter Spannungseinbruch des Netzes vorliegt und der Betrag der Spannung Vci_ac unter oder auf dem Spannungsschwellwert V FRT liegt. Der Ablauf mit den Schritten S19, S20 und S21 zu den Zeitpunkten t15 und t16 ist der gleiche wie der Ablauf mit den Schritten S5, S6 und S7 zu den Zeitpunkten t4 und t5 bei dem in Fig. 4 dargestellten Ausführungsbeispiel. Beim Unterschreiten des zweiten Stromschwellwerts I FRT 2 durch den Betrag des Stroms lu ac zu einem Zeitpunkt t17 wird dann in einem Schritt S22 das Potential N an den
Brückenausgang angelegt, und zwar so lange, bis der Betrag des Stroms lLi_ac zu einem Zeitpunkt t18 den ersten Stromschwellwert I FRT 1 erneut überschreitet. In einem nächsten Schritt S23 wird dann analog zu Schritt S21 das Potential DC- an den Brückenausgang angelegt, woraufhin der Betrag des Stroms lLi_ac wieder sinkt.
Durch wiederholtes wechselweises Anlegen der Potentiale DC- und N, so lange bis jeweils der Stromschwellwert I FRT 2 unterschritten bzw. der erste Stromschwellwert I FRT 1 überschritten wird, wird bei dieser Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Verfahrens eine Strombegrenzung nach dem Prinzip einer Zweipunktregelung bewirkt. Erst wenn der Betrag der Spannung Vci_ac wieder über dem Spannungsschwellwert V FRT liegt, wird der reguläre Betriebsmodus fortgesetzt und dann entweder beispielsweise der Strom weiter nach dem erfindungsgemäßen Verfahren wie in dem Beispiel in Fig. 4 dargestellt begrenzt, falls nach wie vor ein transienter Spannungseinbruch besteht, oder die Strombegrenzung beendet.
Das Ausführungsbeispiel in Fig. 7 behandelt den Fall, dass vor dem ersten Überschreiten des ersten Stromschwellwerts l_FRT_1 das Potential DC+ am Brückenausgang anliegt und ein positiver Strom lLi_ac vorliegt. Im Fall, dass vor dem ersten Überschreiten des ersten Stromschwellwerts I FRT 1 das Potential DC- am Brückenausgang anliegt und ein negativer Strom lLi_ac vorliegt, ergibt sich bei Betrachtung der Beträge des Stroms lu ac ein weiteres Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Verfahrens mit prinzipiell gleichem Ablauf.
In Fig. 8 ist eine Ausführungsform einer Brückenschaltung 31 eines erfindungsgemäßen Wechselrichters als diodengeklemmte NPC-Brückenschaltung dargestellt. Bei dieser Brückenschaltung 31 ist der erste Gleichspannungseingang 3 über eine Reihenschaltung eines ersten Leistungshalbleiterschalters T1 , eines zweiten Leistungshalbleiterschalters T2, eines dritten Leistungshalbleiterschalters T3 und eines vierten Leistungshalbleiterschalters T4 mit dem zweiten Gleichspannungseingang 4 der Brückenschaltung 31 verbunden. Zu jedem der Leistungshalbleiterschalter T 1 bis T4 ist jeweils eine antiparallele Diode D1 bis D4 angeordnet, die jeweils einen Stromfluss entgegen der Stromflussrichtung ermöglicht, die bei dem jeweiligen Leistungshalbleiterschalter T1 bis T4 im eingeschalteten Zustand möglich ist.
Der Neutralanschluss 5 ist über eine fünfte Diode D5 mit einem Verknüpfungspunkt zwischen dem ersten Leistungshalbleiterschalter T1 und dem zweiten
Leistungshalbleiterschalter T2 verbunden. Ein Verknüpfungspunkt zwischen dem dritten Leistungshalbleiterschalter T3 und dem vierten Leistungshalbleiterschalters T4 ist über eine Diode D6 mit dem Neutralanschluss 5 verbunden. Ein Verknüpfungspunkt zwischen dem zweiten Leistungshalbleiterschalter T2 und dem dritten Leistungshalbleiterschalter T3 bildet den Brückenausgang 6.
Die Leistungshalbleiterschalter T 1 bis T4 können über Ansteuersignale G1 bis G4 zur Überführung in einen eingeschalteten oder ausgeschalteten Zustand angesteuert werden. Durch eine geeignete Ansteuerung kann dann selektiv das an dem ersten
Gleichspannungseingang 3 vorliegende elektrische Potential DC+ oder das an dem zweiten Gleichspannungseingang 4 vorliegende elektrische Potential DC- oder das an dem
Neutralanschluss 5 vorliegende elektrische Potential N an den Brückenausgang 6 angelegt werden.
Bei dem Ausführungsbeispiel der Brückenschaltung 31 in Fig. 8 sind beispielsweise die Leistungshalbleiterschalter T1 und T4 als Feldeffekttransistoren, beispielsweise als SiC- MOSFETs, und die Leistungshalbleiterschalter T2 und T3 als Bipolartransistoren, beispielsweise als IGBTs in Si-Technologie, ausgeführt. Andere Kombinationen von
Leistungshalbleitertechnologien sind ebenfalls möglich.
Die Fig.9 zeigt eine Ausführungsform einer Brückenschaltung 31 eines erfindungsgemäßen Wechselrichters als BSNPC-Brückenschaltung. Hierbei ist der erste
Gleichspannungseingang 3 über eine Reihenschaltung eines ersten
Leistungshalbleiterschalters T1 und eines vierten Leistungshalbleiterschalters T4 mit dem zweiten Gleichspannungseingang 4 der Brückenschaltung 1 verbunden, wobei ein
Verknüpfungspunkt zwischen dem ersten Leistungshalbleiterschalter T1 und dem vierten Leistungshalbleiterschalter T4 den Brückenausgang 6 bildet. Zu jedem der
Leistungshalbleiterschalter T1 und T4 ist jeweils eine antiparallele Diode D1 oder D4 angeordnet, die jeweils einen Stromfluss entgegen der Stromflussrichtung ermöglicht, die bei dem jeweiligen Leistungshalbleiterschalter T1 bzw. T4 im eingeschalteten Zustand möglich ist. Zwischen dem Verknüpfungspunkt zwischen dem ersten Leistungshalbleiterschalter T1 und dem vierten Leistungshalbleiterschalter T4 und dem Neutralanschluss 5 ist eine
Reihenschaltung zweier Leistungshalbleiterschalter T2 und T3 mit entgegengesetzter Stromflussrichtung und jeweils einer zu den Leistungshalbleiterschaltern antiparallel geschalteten Diode D2 bzw. D3 angeordnet. Die Anordnung aus den
Leistungshalbleiterschaltern T2 und T3 in Verbildung mit den Dioden D2 und D3 bildet einen bidirektionalen Schalter.
Die Leistungshalbleiterschalter T 1 bis T4 können über Ansteuersignale G1 bis G4 zur Überführung in einen eingeschalteten oder ausgeschalteten Zustand angesteuert werden. Durch eine geeignete Ansteuerung kann dann selektiv das an dem ersten
Gleichspannungseingang 3 vorliegende elektrische Potential DC+ oder das an dem zweiten Gleichspannungseingang 4 vorliegende elektrische Potential DC- oder das an dem
Neutralanschluss 5 vorliegende elektrische Potential N an den Brückenausgang 6 angelegt werden.
Bei dem Ausführungsbeispiel der Brückenschaltung 31 in Fig. 9 sind beispielsweise alle Leistungshalbleiterschalter als Bipolartransistoren, beispielsweise als IGBTs in Si- Technologie, ausgeführt. Andere Leistungshalbleitertechnologien bzw. Kombinationen unterschiedlicher Leistungshalbleitertechnologien sind ebenfalls möglich.
In Fig. 10 ist noch eine weitere Ausführungsform einer Brückenschaltung 31 eines erfindungsgemäßen Wechselrichters als ANPC-Brückenschaltung gezeigt. Gegenüber der NPC-Brückenschaltung aus Fig. 8 sind hier zusätzliche ein fünfter und ein sechster Leistungshalbleiterschalter T5 und T6 jeweils antiparallel zu der fünften und sechsten Diode D5 und D6 geschaltet.
Die Leistungshalbleiterschalter T 1 bis T6 können über Ansteuersignale G1 bis G6 zur Überführung in einen eingeschalteten oder ausgeschalteten Zustand angesteuert werden. Durch eine geeignete Ansteuerung kann dann selektiv das an dem ersten
Gleichspannungseingang 3 vorliegende elektrische Potential DC+ oder das an dem zweiten Gleichspannungseingang 4 vorliegende elektrische Potential DC- oder das an dem
Neutralanschluss 5 vorliegende elektrische Potential N an den Brückenausgang 6 angelegt werden.
Bei dem Ausführungsbeispiel der Brückenschaltung 31 in Fig. 10 sind beispielsweise die Leistungshalbleiterschalter T2 und T3 als Feldeffekttransistoren, beispielsweise als SiC- MOSFETs, und die Leistungshalbleiterschalter T1 , T4, T5 und T6 als Bipolartransistoren, beispielsweise als IGBTs in Si-Technologie, ausgeführt. Andere Kombinationen von Leistungshalbleitertechnologien sind ebenfalls möglich.
Die Erfindung ist nicht auf die explizit gezeigten Ausführungsformen beschränkt, sondern kann in vielfacher Art und Weise abgewandelt, insbesondere mit anderen gezeigten oder dem Fachmann bekannten Ausführungsformen kombiniert werden.
PAGE DELIBERATELY LEFT BLANK
Bezugszeichenliste
1 Wechselrichter
2 Brückenschaltung
3 Gleichspannungseingang
4 Gleichspannungseingang
5 Neutral anschluss
6 Brückenausgang
7 Brückenausgang
8 Brückenausgang
9 Gleichspannungszwischenkreis
10 Mittelpunkt
1 1 Gleichspannungsanschluss 12 Gleichspannungsanschluss
13 Drossel
14 Drossel
15 Drossel
16 Netzfilter
17 Wechselstromausgang
18 Wechselstromausgang
19 Wechselstromausgang
20 Phasenleiter
21 Phasenleiter
22 Phasenleiter
23 Netz
24 Stern punkt
25 Kondensator
26 Kondensator
27 Kondensator
28 Neutralpunkt
29 Steuereinrichtung
30 Phasenzweig
31 Brückenschaltung
DC+ Potential
DC- Potential
N Potential Vci_ac Spannung l|_1 ac Strom
V FRT Spannungsschwellwert I FRT 1 Stromschwellwert
I FRT 2 Stromschwellwert
I HW absolute Stromgrenze
S1 , S2, .... S23 Schritt
t1 , t2, t18 Zeitpunkt
T1 Leistungshalbleiterschalter
T2 Leistungshalbleiterschalter
T3 Leistungshalbleiterschalter
T4 Leistungshalbleiterschalter
T5 Leistungshalbleiterschalter
T6 Leistungshalbleiterschalter
D1 Diode
D2 Diode
D3 Diode
D4 Diode
D5 Diode
D6 Diode
G1 Ansteuersignal
G2 Ansteuersignal
G3 Ansteuersignal
G4 Ansteuersignal
G5 Ansteuersignal
G6 Ansteuersignal

Claims

Patentansprüche:
1 . Verfahren zur Strombegrenzung bei transienten Spannungsänderungen an einem Wechselstromausgang (17,18,19) eines Multilevel-Wechselrichters (1 ), der eine Brückenschaltung (2, 31 ) mit einem ersten Gleichspannungseingang (3), einem zweiten Gleichspannungseingang (4), einem Neutralanschluss (5) und einem
Brückenausgang (6, 7, 8) sowie ein Netzfilter (16) mit einer zwischen dem
Brückenausgang (6, 7, 8) und dem Wechselstromausgang (17, 18, 19)
angeschlossenen Drossel (13, 14, 15) und einem zwischen dem
Wechselstromausgang (17, 18, 19) und dem Neutralanschluss (5) angeschlossenen Kondensator (25, 26, 27) aufweist und dazu eingerichtet ist, selektiv ein an dem ersten Gleichspannungseingang (3) vorliegendes elektrisches Potential (DC+) oder ein an dem zweiten Gleichspannungseingang (4) vorliegendes elektrisches Potential (DC-) oder ein an dem Neutralanschluss (5) vorliegendes elektrisches Potential (N) an den Brückenausgang (6, 7, 8) anzulegen, wobei in dem Fall, dass bei einem Betrieb des Wechselrichters (1 ) in einem regulären Betriebsmodus der Betrag der Spannung (Vci_ac) an dem
Kondensator (25, 26, 27) über einem Spannungsschwellwert (V FRT) liegt, bei Überschreiten eines ersten Stromschwellwerts (l_FRT_1 ) durch den Betrag des durch die Drossel (13, 14, 15) fließenden Stroms (lu_ac) der reguläre Betriebsmodus unterbrochen wird und das elektrische Potential (N) an dem Neutralanschluss (5) so lange an den Brückenausgang (6, 7, 8) angelegt wird, bis der Betrag des durch die Drossel (13, 14, 15) fließenden Stroms (lu ac) einen zweiten Stromschwellwert (l_FRT_2), der kleiner oder gleich dem ersten Stromschwellwert (l_FRT_1 ) ist, unterschreitet, und in dem Fall, dass bei einem Betrieb des Wechselrichters (1 ) in einem regulären Betriebsmodus der Betrag der Spannung (VCi ac) an dem
Kondensator (25, 26, 27) unter oder auf dem Spannungsschwellwert (V FRT) liegt, bei Überschreiten des ersten Stromschwellwerts (l_FRT_1 ) durch den Betrag des durch die Drossel (13, 14, 15) fließenden Stroms (lu ac) der reguläre Betriebsmodus unterbrochen wird und das elektrische Potential (DC+, DC-) an dem jeweils anderen Gleichspannungseingang (3, 4) als dem Gleichspannungseingang (3, 4), dessen daran anliegendes elektrisches Potential zuletzt vor dem Überschreiten des ersten Stromschwellwerts (l_FRT_1 ) an den Brückenausgang (6, 7, 8) angelegt wurde, so lange an den Brückenausgang (6, 7, 8) angelegt wird, bis der Betrag des durch die Drossel (13, 14, 15) fließenden Stroms ( lu_ac) den zweiten Stromschwellwert (I FRT 2), der kleiner oder gleich dem ersten Stromschwellwert (l_FRT_1 ) ist, unterschreitet.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , wobei der reguläre Betriebsmodus fortgesetzt wird,
nachdem der zweite Stromschwellwert (l_FRT_2), der kleiner oder gleich dem ersten Stromschwellwert (l_FRT_1 ) ist, durch den Betrag des durch die Drossel (13, 14, 15) fließenden Stroms (lu_ac) unterschritten wurde.
3. Verfahren nach Anspruch 2, wobei in dem Fall, dass bei einem Betrieb des
Wechselrichters (1 ) in einem regulären Betriebsmodus der Betrag der Spannung (Vci_ac) an dem Kondensator (25, 26, 27) unter oder auf dem Spannungsschwellwert (V FRT) liegt, bei Überschreiten des ersten Stromschwellwerts (l_FRT_1 ) durch den Betrag des durch die Drossel (13, 14, 15) fließenden Stroms (lu ac) der reguläre Betriebsmodus unterbrochen wird und
- zunächst das elektrische Potential (N) an dem Neutralanschluss (5) an den Brückenausgang (6, 7, 8) angelegt wird,
- dann das elektrische Potential (DC+, DC-) an dem jeweils anderen
Gleichspannungseingang (3, 4) als dem Gleichspannungseingang (3, 4), dessen daran anliegendes elektrisches Potential zuletzt vor dem
Überschreiten des ersten Stromschwellwerts (l_FRT_1 ) an den
Brückenausgang (6, 7, 8) angelegt wurde, so lange an den Brückenausgang (6, 7, 8) angelegt wird, bis der Betrag des durch die Drossel (13, 14, 15) fließenden Stroms (lu_ac) den zweiten Stromschwellwert (l_FRT_2), der kleiner oder gleich dem ersten Stromschwellwert (l_FRT_1 ) ist, unterschreitet,
- dann zunächst wieder das elektrische Potential (N) an dem Neutralanschluss (5) an den Brückenausgang (6, 7, 8) angelegt wird, bevor der reguläre Betriebsmodus fortgesetzt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 1 , wobei in dem Fall, dass bei einem Betrieb des
Wechselrichters (1 ) in einem regulären Betriebsmodus der Betrag der Spannung (Vci ac) an dem Kondensator (25, 26, 27) unter oder auf dem Spannungsschwellwert (V FRT) liegt, bei einem ersten Überschreiten des ersten Stromschwellwerts
(I FRT 1 ) durch den Betrag des durch die Drossel (13, 14, 15) fließenden Stroms (lu ac) der reguläre Betriebsmodus unterbrochen wird und - zunächst das elektrische Potential (N) an dem Neutralanschluss (5) an den Brückenausgang (6, 7, 8) angelegt wird, dann wiederholt
- das elektrische Potential (DC+, DC-) an dem jeweils anderen
Gleichspannungseingang (3, 4) als dem Gleichspannungseingang (3, 4), dessen daran anliegendes elektrisches Potential zuletzt vor dem ersten
Überschreiten des ersten Stromschwellwerts (I _ FRT_1 ) an den
Brückenausgang (6, 7, 8) angelegt wurde, so lange an den Brückenausgang (6, 7, 8) angelegt wird, bis der Betrag des durch die Drossel (13, 14, 15) fließenden Stroms (lu_ac) den zweiten Stromschwellwert (l_FRT_2), der kleiner oder gleich dem ersten Stromschwellwert (l_FRT_1 ) ist, unterschreitet, und anschließend das elektrische Potential (N) an dem Neutralanschluss (5) an den Brückenausgang (6, 7, 8) angelegt wird, bis der Betrag des durch die Drossel fließenden Stroms (lu_ac) den ersten Stromschwellwert (l_FRT_1 ) erneut überschreitet.
5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei der reguläre Betriebsmodus fortgesetzt wird, wenn der Betrag der Spannung (VC1_ac) an dem Kondensator (25, 26, 27) über dem Spannungsschwellwert (V FRT) liegt.
6. Verfahren nach Anspruch 4, wobei der reguläre Betriebsmodus fortgesetzt wird, wenn seit dem Unterbrechen des regulären Betriebsmodus eine vorgebbare Zeit vergangen ist.
7. Multilevel-Wechselrichter (1 ), aufweisend eine Brückenschaltung (2, 31 ) mit einem ersten Gleichspannungseingang (3), einem zweiten Gleichspannungseingang (4), einem Neutralanschluss (5) und einem Brückenausgang (6, 7, 8) sowie ein Netzfilter (16) mit einer zwischen dem Brückenausgang (6, 7, 8) und dem
Wechselstromausgang (17, 18, 19) angeschlossenen Drossel (13, 14, 15) und einem zwischen dem Wechselstromausgang (17, 18, 19) und dem Neutralanschluss (5) angeschlossenen Kondensator (25, 26, 27) sowie eine Steuereinrichtung (29), wobei die Steuereinrichtung (29) zur Ausführung eines Verfahrens nach einem der
Ansprüche 1 bis 6 eingerichtet ist.
8. Multilevel-Wechselrichter (1 ) nach Anspruch 7, wobei die Brückenschaltung (31 ) eine diodengeklemmte NPC-Brückenschaltung ist.
9. Multilevel-Wechselrichter (1 ) nach Anspruch 7, wobei die Brückenschaltung (31 ) eine BSNPC-Brückenschaltung ist.
10. Multilevel-Wechselrichter (1 ) nach Anspruch 7, wobei die Brückenschaltung (31 ) eine ANPC-Brückenschaltung ist.
1 1. Multilevel-Wechselrichter (1 ) nach einem der Ansprüche 7 bis 10, wobei der
Wechselrichter (1 ) als einphasiger Wechselrichter ausgeführt ist, der mindestens eine Brückenschaltung (31 ) umfasst.
12. Multilevel-Wechselrichter (1 ) nach einem der Ansprüche 7 bis 10, wobei der
Wechselrichter (1 ) als dreiphasiger Wechselrichter ausgeführt ist, der mindestens drei Brückenschaltungen (31 ) umfasst.
PCT/EP2020/054049 2019-02-28 2020-02-17 Verfahren zur strombegrenzung bei transienten spannungsänderungen an einem wechselstromausgang eines multilevel-wechselrichters und multilevel-wechselrichter Ceased WO2020173732A1 (de)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202080025521.6A CN113661643B (zh) 2019-02-28 2020-02-17 用于多电平逆变器的电流限制的方法以及多电平逆变器
JP2021550173A JP7421566B2 (ja) 2019-02-28 2020-02-17 マルチレベルインバータの交流出力に過渡電圧変動が発生した場合の電流制限のための方法及びマルチレベルインバータ
EP20705364.6A EP3931953A1 (de) 2019-02-28 2020-02-17 Verfahren zur strombegrenzung bei transienten spannungsänderungen an einem wechselstromausgang eines multilevel-wechselrichters und multilevel-wechselrichter
US17/411,374 US11621650B2 (en) 2019-02-28 2021-08-25 Method for current limitation in the event of transient voltage variations at an AC output of a multi-level inverter and a multi-level inverter

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102019105196.7A DE102019105196B4 (de) 2019-02-28 2019-02-28 Verfahren zur Strombegrenzung bei transienten Spannungsänderungen an einem Wechselstromausgang eines Multilevel-Wechselrichters und Multilevel-Wechselrichter
DE102019105196.7 2019-02-28

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US17/411,374 Continuation US11621650B2 (en) 2019-02-28 2021-08-25 Method for current limitation in the event of transient voltage variations at an AC output of a multi-level inverter and a multi-level inverter

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2020173732A1 true WO2020173732A1 (de) 2020-09-03

Family

ID=69591657

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2020/054049 Ceased WO2020173732A1 (de) 2019-02-28 2020-02-17 Verfahren zur strombegrenzung bei transienten spannungsänderungen an einem wechselstromausgang eines multilevel-wechselrichters und multilevel-wechselrichter

Country Status (6)

Country Link
US (1) US11621650B2 (de)
EP (1) EP3931953A1 (de)
JP (1) JP7421566B2 (de)
CN (1) CN113661643B (de)
DE (1) DE102019105196B4 (de)
WO (1) WO2020173732A1 (de)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102020112723B4 (de) * 2020-05-11 2021-11-25 Sma Solar Technology Ag Wechselrichter mit drei Brückenzweigen und Verfahren zum Betreiben eines derartigen Wechselrichters
EP4395157A4 (de) * 2021-08-23 2025-06-18 Hitachi Mitsubishi Hydro Corporation Generator-motor-vorrichtung mit primärer variabler geschwindigkeit
CN115037177A (zh) * 2022-06-10 2022-09-09 势加透博洁净动力如皋有限公司 一种混合器件驱动电机的拓扑电路系统

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20140003103A1 (en) * 2012-06-29 2014-01-02 Eaton Corporation Multi-level inverter apparatus and methods using variable overcurrent response

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3864307B2 (ja) * 2002-06-12 2006-12-27 株式会社安川電機 Ｐｗｍインバータ制御装置および制御方法
US8730691B2 (en) * 2011-05-11 2014-05-20 Eaton Corporation Power conversion apparatus and methods employing variable-level inverters
DE102011051548A1 (de) 2011-07-04 2013-01-10 Sma Solar Technology Ag Betriebsverfahren für einen Wechselrichter und netzfehlertoleranter Wechselrichter
CN102868291B (zh) * 2012-09-19 2015-08-19 华为技术有限公司 二极管中点箝位型三电平逆变器限流控制方法及相关电路
CN203574561U (zh) * 2013-04-08 2014-04-30 艾思玛太阳能技术股份公司 具有减小的最小中间电路电压的三相逆变器
KR20160109137A (ko) * 2015-03-10 2016-09-21 엘에스산전 주식회사 인버터 시스템
JP6586349B2 (ja) 2015-11-04 2019-10-02 株式会社日立製作所 電力変換装置および制御方法
US20190190403A1 (en) 2016-08-16 2019-06-20 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation System-connected inverter device and method for operating same
CN107517019B (zh) * 2016-08-24 2020-02-21 汪洪亮 多电平逆变器混合调制策略

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20140003103A1 (en) * 2012-06-29 2014-01-02 Eaton Corporation Multi-level inverter apparatus and methods using variable overcurrent response

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
BOTTRELL NATHANIEL ET AL: "Comparison of Current-Limiting Strategies During Fault Ride-Through of Inverters to Prevent Latch-Up and Wind-Up", IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, INSTITUTE OF ELECTRICAL AND ELECTRONICS ENGINEERS, USA, vol. 29, no. 7, 1 July 2014 (2014-07-01), pages 3786 - 3797, XP011540339, ISSN: 0885-8993, [retrieved on 20140217], DOI: 10.1109/TPEL.2013.2279162 *
GURPINAR EMRE ET AL: "SiC and GaN based BSNPC inverter for photovoltaic systems", 2015 17TH EUROPEAN CONFERENCE ON POWER ELECTRONICS AND APPLICATIONS (EPE'15 ECCE-EUROPE), JOINTLY OWNED BY EPE ASSOCIATION AND IEEE PELS, 8 September 2015 (2015-09-08), pages 1 - 10, XP032800358, DOI: 10.1109/EPE.2015.7309356 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN113661643A (zh) 2021-11-16
JP2022521802A (ja) 2022-04-12
CN113661643B (zh) 2025-02-25
DE102019105196A1 (de) 2020-09-03
US11621650B2 (en) 2023-04-04
DE102019105196B4 (de) 2021-01-07
US20210384818A1 (en) 2021-12-09
EP3931953A1 (de) 2022-01-05
JP7421566B2 (ja) 2024-01-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP3211784B1 (de) Doppel-submodul für einen modularen mehrpunktstromrichter und modularer mehrpunktstromrichter mit diesem
DE102020214013A1 (de) Leistungswandler, steuerverfahren und steuerprogramm
EP2596980B1 (de) Mehrpunkt-Stromrichter mit Bremschopper
DE2937995A1 (de) Brueckenmischschaltung und verfahren zu deren betrieb
EP3075056A1 (de) Verfahren zum betreiben eines wechselrichters und wechselrichter mit einem schalter zwischen einem mittelpunkt eines gleichspannungszwischenkreises und einem anschluss für einen nullleiter eines wechselstromnetzes
EP2654190B1 (de) Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Schaltung
EP2709257A2 (de) Stromrichterschaltung und Verfahren zur Steuerung der Stromrichterschaltung
DE102019105196B4 (de) Verfahren zur Strombegrenzung bei transienten Spannungsänderungen an einem Wechselstromausgang eines Multilevel-Wechselrichters und Multilevel-Wechselrichter
EP3928421B1 (de) Verfahren zum ausschalten von leistungshalbleiterschaltern einer brückenschaltung, brückenschaltung und wechselrichter umfassend eine brückenschaltung
DE69210940T2 (de) Leistungsumrichter
DE102018210807A1 (de) Elektrische Schaltung für Zero-Voltage-Soft-Switching in einem Gleichspannungswandler
EP2928060A1 (de) Modulare Stromrichterschaltung mit Submodulen, die unterschiedliches Schaltvermögen aufweisen
EP3622621B1 (de) Multilevelstromrichter
WO2013023914A1 (de) Wechselrichteranordnung
DE3035305C2 (de) Wechselrichterschaltung für einen Dreiphasen-Synchronmotor
WO2018172329A1 (de) Wechselrichter
DE102020131349B3 (de) Schaltungsanordnung und Verfahren zum Steuern und Freischalten der Verbindung von elektrischen Betriebsmitteln und/oder Netzleitungsabschnitten
DE102015105889A1 (de) Schaltmodul und Umrichter mit wenigstens einem Schaltmodul
EP3867987B1 (de) Betreiben eines multilevelstromrichters
EP3531547A1 (de) Betriebsschaltung zur kopplung einer synchronmaschine mit einem spannungsnetz und verfahren zu deren betrieb
EP3482488A1 (de) Regelung von phasenströmen parallel geschalteter wechselrichter
DE19746797A1 (de) Verfahren zur Steuerung bidirektionaler Schalter in Stromrichtern
EP4024694A1 (de) Flying capacitor modul und multilevel-umrichter
DE102022119531B4 (de) Stromrichtereinrichtung mit einem Stromrichter und mit einer Steuereinrichtung
DE19942258A1 (de) Schaltung und Verfahren zur Einschaltentlastung von abschaltbaren Leistungsschaltern in Dreipunkt-Stromrichtern

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 20705364

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2021550173

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2020705364

Country of ref document: EP

Effective date: 20210928

WWG Wipo information: grant in national office

Ref document number: 202080025521.6

Country of ref document: CN