RU2839938C1 - Method of determining coordinates of nonlinear scatterer using combination radar - Google Patents

Method of determining coordinates of nonlinear scatterer using combination radar Download PDF

Info

Publication number
RU2839938C1
RU2839938C1 RU2024131780A RU2024131780A RU2839938C1 RU 2839938 C1 RU2839938 C1 RU 2839938C1 RU 2024131780 A RU2024131780 A RU 2024131780A RU 2024131780 A RU2024131780 A RU 2024131780A RU 2839938 C1 RU2839938 C1 RU 2839938C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
signal
nonlinear
frequency
target
scatterer
Prior art date
Application number
RU2024131780A
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Николай Юрьевич Баранов
Иван Сергеевич Ларцов
Сергей Викторович Ларцов
Вадим Владимирович Дмитриев
Ирина Николаевна Замятина
Original Assignee
Сергей Викторович Ларцов
Filing date
Publication date
Application filed by Сергей Викторович Ларцов filed Critical Сергей Викторович Ларцов
Application granted granted Critical
Publication of RU2839938C1 publication Critical patent/RU2839938C1/en

Links

Abstract

FIELD: radar ranging.
SUBSTANCE: invention relates to nonlinear radar using a signal scattered by a nonlinear scatterer at the frequency of one of harmonics or combination nonlinear products of a probing signal as a received useful signal. In the disclosed method, for estimating coordinates of the nonlinear scatterer, a nonlinear radar set emits two synchronous sequences of M radio pulses: from identical simple radio pulses and from identical radio pulses with duration τ and linear frequency modulation in band ΔfPS. Received, synchronously accumulated and optimally processed scattered signal at combination frequency in form of a sequence of M identical radio pulses with linear frequency modulation in band ΔfSS and duration τ. During processing, the band of the received signal expands to a value MΔfSS, which improves accuracy of range finding in M times. In order to eliminate dependency of duration of received radio pulses on the direction of irradiation, simple radio pulses are emitted with a longer duration. Dependence on the unknown polarity of switching on nonlinear elements in the nonlinear scatterer is eliminated by measuring with phase inversion of the emitted signals. Novelty is that the emitted simple radio pulses have a duration greater than τ, and that two measurements are made with exchange of places of antennae emitting probing signals. Nonlinear scatterer location coordinate in space is defined as the intersection of ellipse – geometric locus of points for the total time of the signal that has passed through the radiating antenna – nonlinear scatterer – receiving antenna path, and parabola – the locus of points for the difference between two times of the passage of signals from two different radiating antennae to the nonlinear scatterer.
EFFECT: high accuracy of determining coordinates of a nonlinear scatterer using time methods.
1 cl, 7 dwg, 1 ex

Description

Изобретение относится к области нелинейной радиолокации, использующей сигнал, рассеянный нелинейным рассеивателем на частоте одной из гармоник или комбинационных нелинейных продуктов зондирующего сигнала, в качестве принимаемого полезного сигнала. Нелинейный рассеиватель - это обобщенное название целей в нелинейной радиолокации. Нелинейным рассеивателем называется класс объектов, содержащих в своей конструкции или в своем составе нелинейные элементы, присоединенные к проводникам. В результате воздействия зондирующего сигнала на нелинейный рассеиватель по указанным проводникам протекают токи на частоте зондирующего сигнала, в результате на нелинейных элементах наводятся ЭДС на частоте зондирующего сигнала. В силу нелинейного характера вольт-амперных характеристик нелинейных элементов, протекающие через них токи искажаются, в результате в спектре данных токов появляются новые спектральные составляющие на частотах гармоник или комбинационных составляющих зондирующего сигнала. Эти гармоники или комбинационные составляющие зондирующего сигнала протекая через проводники, присоединенные к нелинейным элементам, переизлучаются в пространство. Появление в спектре переизлученного сигнала указанных гармоник или комбинационных составляющих зондирующего сигнала является информационным признаком нахождения в зоне облучения нелинейного радиолокатора нелинейного рассеивателя. Рассеиваемые нелинейным рассеивателем сигналы очень слабые. Поэтому в качестве рабочих принимаемых сигналов используются нелинейные продукты второго или третьего порядков, как самые интенсивные, а для работы нелинейного радиолокатора принципиально предварительное очищение излучаемого зондирующего сигнала от паразитных нелинейных продуктов, и защита приемника от блокирования зондирующим сигналом путем фильтрации.The invention relates to the field of nonlinear radar using a signal scattered by a nonlinear scatterer at the frequency of one of the harmonics or combination nonlinear products of the probing signal as a received useful signal. A nonlinear scatterer is a generalized name for targets in nonlinear radar. A nonlinear scatterer is a class of objects containing in their design or composition nonlinear elements connected to conductors. As a result of the action of the probing signal on the nonlinear scatterer, currents flow through the said conductors at the frequency of the probing signal, as a result of which EMF at the frequency of the probing signal is induced on the nonlinear elements. Due to the nonlinear nature of the volt-ampere characteristics of the nonlinear elements, the currents flowing through them are distorted, as a result of which new spectral components appear in the spectrum of these currents at the frequencies of the harmonics or combination components of the probing signal. These harmonics or combination components of the probing signal flowing through the conductors connected to the nonlinear elements are re-emitted into space. The appearance of the said harmonics or combination components of the probing signal in the spectrum of the re-emitted signal is an informational sign of the presence of a nonlinear scatterer in the radiation zone of the nonlinear radar. The signals scattered by the nonlinear scatterer are very weak. Therefore, nonlinear products of the second or third order are used as working received signals, as the most intense, and for the operation of the nonlinear radar, preliminary purification of the emitted probing signal from parasitic nonlinear products and protection of the receiver from blocking by the probing signal by filtering are essential.

При поиске объектов с априори неизвестными свойствами определенными преимуществами перед нелинейными радиолокаторами, использующими в качестве рабочих принимаемых сигналов гармоники, обладают нелинейные радиолокаторы, использующие в качестве рабочих принимаемых сигналов комбинационные нелинейные продукты, как имеющие большее пространство возможностей для обследования нелинейного рассеивателя при усложнении конструкции. Такие нелинейные радиолокаторы получили в литературе по нелинейной радиолокации название комбинационных нелинейных радиолокаторов или двухчастотных нелинейных радиолокаторов.When searching for objects with a priori unknown properties, nonlinear radars that use combination nonlinear products as working received signals have certain advantages over nonlinear radars that use harmonics as working received signals, as they have a larger space of possibilities for examining a nonlinear scatterer with a more complex design. Such nonlinear radars have received the name combination nonlinear radars or dual-frequency nonlinear radars in the literature on nonlinear radar.

Известен по [А.Ю. Дащенко, А.П. Дюгованец, А.В. Червинко Нелинейный радиолокатор с целеуказателем, патент RU 2474840 C2, 2011] Способ целеуказания нелинейного рассеивателя, по которому: нелинейным радиолокатором использующим в качестве принимаемого сигнала n-ю гармонику зондирующего сигнала, в направлении нелинейного рассеивателя излучаются, очищенные от побочных нелинейных продуктов, радиоимпульсы зондирующего сигнала в виде последовательности из М одинаковых простых радиоимпульсов зондирующего сигнала с периодом Т и длительностью и частотой заполнения равной при этом, передний фронт первого радиоимпульса зондирующего сигнала является стартом для работы всех систем нелинейного радиолокатора, переизлученный объектом обследования сигнал-отклик принимается приемной антенной, из него выделяются и обрабатываются сигналы второй и третьей гармоник частоты зондирования, уровни сигналов которых выводятся на индикаторы блока индикации, по соотношению уровней сигналов-откликов на частотах второй и третьей гармоник частоты зондирования отличают объекты, содержащие электронные схемы с полупроводниковыми элементами, от объектов, выполненных из металла, сканируя в пространстве диаграммой направленности антенны принимаемого сигнала, по значению максимума определяют направление на нелинейный рассеиватель, что вместе с оценкой дальности позволяет оценить местоположение нелинейного рассеивателя, для этого детектор максимального сигнала определяет максимум сигнала-отклика на частоте второй гармоники и в момент его появления с помощью электронного ключа включает лазерный целеуказатель, который показывает местоположение радиоуправляемого взрывного устройства на местности.Known from [A. Yu. Dashchenko, A. P. Dyugovanets, A. V. Chervinko Nonlinear radar with a target designator, patent RU 2474840 C2, 2011] A method for designating a nonlinear scatterer, according to which: a nonlinear radar using the n-th harmonic of a probing signal as the received signal, radiates probing signal radio pulses, cleared of nonlinear by-products, in the direction of the nonlinear scatterer in the form of a sequence of M identical simple probing signal radio pulses with a period T and a duration and a filling frequency equal to wherein the leading edge of the first radio pulse of the probing signal is the start for the operation of all systems of the nonlinear radar, the response signal re-radiated by the object of examination is received by the receiving antenna, from it the signals of the second and third harmonics of the probing frequency are extracted and processed, the signal levels of which are displayed on the indicators of the display unit, according to the ratio of the levels of response signals at the frequencies of the second and third harmonics of the probing frequency, objects containing electronic circuits with semiconductor elements are distinguished from objects made of metal, scanning in space with the directivity diagram of the antenna of the received signal, according to the value of the maximum, the direction to the nonlinear scatterer is determined, which together with the range assessment makes it possible to assess the location of the nonlinear scatterer, for this purpose the maximum signal detector determines the maximum of the response signal at the frequency of the second harmonic and at the moment of its appearance, using an electronic key, turns on a laser target designator, which shows the location of the radio-controlled explosive device on the ground.

Описанный выше Способ целеуказания нелинейного рассеивателя выбран аналогом как способ, направленный на решение задачи определения координат нелинейного рассеивателя. Недостатком способа - аналога является низкая точность в определении дальности до нелинейного рассивателя: на выходе согласованного фильтра, полезный сигал выходит за уровень шумов, однако длительность основного максимума сигнала на выходе согласованного фильтра с простым радиоимпульсом больше, чем длительность радиоимпульса зондирующего сигнала .The above-described Method of Target Designation of a Nonlinear Scatterer is selected as an analogue as a method aimed at solving the problem of determining the coordinates of a nonlinear scatterer. The disadvantage of the analogue method is the low accuracy in determining the range to the nonlinear scatterer: at the output of the matched filter, the useful signal goes beyond the noise level, but the duration the main maximum of the signal at the output of the matched filter with a simple radio pulse is greater than the duration of the radio pulse of the probing signal .

Кроме того, частота принимаемого сигнала всегда кратна частоте зондирующего сигнала, что позволяет обнаруживать не все типы нелинейных рассеивателей. В частности, плохо обнаруживаются нелинейные рассеиватели с изрезанной частотной характеристикой.In addition, the frequency of the received signal is always a multiple of the frequency of the probing signal, which does not allow detecting all types of nonlinear scatterers. In particular, nonlinear scatterers with a jagged frequency response are poorly detected.

Оценка направления на нелинейный рассеиватель у данного аналога, очень неточная. Дело в том, что в условиях переотражений зондирующего сигнала и сигнала-отклика сильно искажаются диаграммы направленности антенны зондирующего сигнала и приемной антенны.The evaluation of the direction to the nonlinear scatterer in this analogue is very inaccurate. The fact is that under conditions of repeated reflections of the probing signal and the response signal, the directional patterns of the probing signal antenna and the receiving antenna are greatly distorted.

Соответственно лазерный целеуказатель на основе амплитудного метода не может точно указывать на местоположение радиоуправляемого взрывного устройства на местности.Accordingly, a laser target designator based on the amplitude method cannot accurately indicate the location of a radio-controlled explosive device on the ground.

Известен по [Дмитриев Вадим Владимирович, Замятина Ирина Николаевна RU 2621319 С1, Способ и устройство измерения дальности в двухчастотном нелинейном радиолокаторе, опубл. 02.06.2017, Бюл. №16] Способ определения местоположения цели двухчастотным нелинейным радиолокатором, использующий линейно-частотно-модулированный зондирующий сигнал, заключающийся в том, что нелинейным радиолокатором выполняется измерение промежутка времени от момента излучения переднего фронта первого радиоимпульса зондирующего сигнала до момента приема принимаемого сигнала, для чего в направлении нелинейного рассеивателя излучается очищенный от побочных нелинейных продуктов облучающий нелинейный рассеиватель сигнал в составе первого зондирующего сигнала излучаемого при помощи первой излучающей антенны в виде последовательности из М одинаковых радиоимпульсов с периодом Т и длительностью при этом их частота заполнения изменяется по линейному закону в диапазоне с центральной частотой и второго зондирующего сигнала излучаемого при помощи второй излучающей антенны в виде последовательности из М одинаковых простых радиоимпульсов с периодом Т и длительностью и центральной частотой одновременно приемником, настроенным на частоту одного из комбинационных продуктов облучающего нелинейный рассеиватель сигнала второго или третьего порядка, с помощью приемной антенны, принимается принимаемый сигнал, состоящий из смеси шума и последовательности из М одинаковых переизлучаемых нелинейным рассеивателем радиоимпульсов рассеянного сигнала с периодом Т, длительностью при этом частота их заполнения меняется по линейному закону в диапазоне с центральной частотой принимаемый сигнал преобразуется в приемнике в М реализаций сигнала промежуточной частоты с одинаковой длительностью реализации Т, являющейся периодом для всех систем нелинейного радиолокатора, при этом каждая реализация сигнала промежуточной частоты содержит шум и радиоимпульс преобразованного сигнала, имеющий длительность и изменяющий свою частоту заполнения по линейному закону в диапазоне при этом спектральная полоса тракта сигнала промежуточной частоты ограничивается спектром радиоимпульса преобразованного сигнала а центральная частота всех реализаций сигнала промежуточной частоты равна все М реализаций сигнала промежуточной частоты в приемнике синхронно суммируются с периодом Т, при этом формируется результирующий сигнал с длительностью Т, состоящий из шума и суммированного радиоимпульса с длительностью т, частота заполнения которого меняется по линейному закону, в диапазоне результирующий сигнал пропускается через согласованный фильтр, согласованный с суммированным радиоимпульсом, при измерении величины промежутка времени от момента излучения передних фронтов первых радиоимпульсов перового и второго зондирующих сигналов до момента приема принимаемого сигнала момент приема принимаемого сигнала определяется по временному положению основного максимума в сигнале на выходе согласованного фильтра, дальность R до нелинейного рассеивателя оценивают, пользуясь результатом измерения промежутка времени Δt от момента излучения переднего фронта первого радиоимпульса зондирующего сигнала до момента приема принимаемого сигнала, сканируя в пространстве диаграммой направленности антенны принимаемого сигнала, по значению максимума принимаемого сигнала определяют направление на нелинейный рассеиватель, что вместе с оценкой дальности позволяет оценить местоположение нелинейного рассеивателя.Known from [Dmitriev Vadim Vladimirovich, Zamyatina Irina Nikolaevna RU 2621319 C1, Method and device for measuring range in a dual-frequency nonlinear radar, published 02.06.2017, Bulletin No. 16] A method for determining the location of a target by a dual-frequency nonlinear radar using a linear-frequency-modulated probing signal, consisting in the fact that the nonlinear radar measures the time interval from the moment of emission of the leading edge of the first radio pulse of the probing signal to the moment of reception of the received signal, for which purpose a signal irradiating the nonlinear scatterer, purified from nonlinear by-products, is emitted in the direction of the nonlinear scatterer as part of the first probing signal emitted by the first emitting antenna in the form of a sequence of M identical radio pulses with a period T and a duration in this case, their filling frequency changes linearly in the range with a central frequency and a second probing signal emitted by a second emitting antenna in the form of a sequence of M identical simple radio pulses with a period T and a duration and the central frequency at the same time, a receiver tuned to the frequency of one of the combination products irradiating a nonlinear scatterer of a second or third order signal, using a receiving antenna, receives a received signal consisting of a mixture of noise and a sequence of M identical radio pulses of a scattered signal re-emitted by the nonlinear scatterer with a period T, a duration in this case, the frequency of their filling changes according to a linear law in the range with a central frequency the received signal is converted in the receiver into M realizations of the intermediate frequency signal with the same duration of realization T, which is the period for all nonlinear radar systems, and each realization of the intermediate frequency signal contains noise and a radio pulse of the converted signal, having a duration and changing its filling frequency according to a linear law in the range in this case, the spectral band of the intermediate frequency signal path is limited by the spectrum of the radio pulse of the converted signal and the central frequency of all realizations of the intermediate frequency signal is equal to all M realizations of the intermediate frequency signal in the receiver are synchronously summed with a period T, and a resulting signal with a duration T is formed, consisting of noise and a summed radio pulse with a duration t, the filling frequency of which changes according to a linear law, in the range the resulting signal is passed through a matched filter matched with the summed radio pulse, when measuring the value of the time interval from the moment of emission of the leading edges of the first radio pulses of the first and second probing signals to the moment of reception of the received signal, the moment of reception of the received signal is determined by the time position of the main maximum in the signal at the output of the matched filter, the range R to the nonlinear scatterer is estimated using the result of measuring the time interval Δt from the moment of emission of the leading edge of the first radio pulse of the probing signal to the moment of reception of the received signal, scanning in space with the directional diagram of the antenna of the received signal, the direction to the nonlinear scatterer is determined by the value of the maximum of the received signal, which, together with the range estimate, makes it possible to estimate the location of the nonlinear scatterer.

Способ определения местоположения цели двухчастотным нелинейным радиолокатором, использующий линейно-частотно-модулированный зондирующий сигнал существенно лучше способа измерения местонахождения нелинейного рассеивателя при помощи двухчастотного нелинейного радиолокатора в части решения задачи измерения дальности до нелинейного рассеивателя. Длительность основного максимума сигнала на выходе согласованного фильтра по которой оценивается точность определения дальности до нелинейного рассеивателя, существенно меньше длительности радиоимпульса зондирующего сигнала τ и может быть оценена как Проблема в том, что для поиска некоторых типов нелинейных рассеивателей, в частности мин с электронными компонентами используются достаточно низкочастотные зондирующие сигналы. Их частотный диапазон от 200 до 1000 МГц, а типичная полоса принимаемого сигнала 10%. Соответственно неопределенность в определении дальности до нелинейного рассеивателя составляет 3 м или хуже, что уже позволяет ограничить область расположения цели поиска, в частности мины с электронными компонентами, но не позволяет ее дистанционно локализировать. Для решения этой задачи, нужна точность лучше примерно в 10÷20 раз.The method of determining the location of a target using a dual-frequency nonlinear radar using a linear-frequency-modulated probing signal is significantly better than the method of measuring the location of a nonlinear scatterer using a dual-frequency nonlinear radar in terms of solving the problem of measuring the range to a nonlinear scatterer. The duration of the main maximum of the signal at the output of the matched filter by which the accuracy of determining the distance to a nonlinear scatterer is estimated, is significantly less than the duration of the radio pulse of the probing signal τ and can be estimated as The problem is that to search for some types of nonlinear scatterers, in particular mines with electronic components, rather low-frequency probing signals are used. Their frequency range is from 200 to 1000 MHz, and the typical band of the received signal is 10%. Accordingly, the uncertainty in determining the distance to the nonlinear scatterer is 3 m or worse, which already allows limiting the area of the search target, in particular mines with electronic components, but does not allow its remote localization. To solve this problem, the accuracy is needed better by about 10÷20 times.

При поиске объектов с априори неизвестными частотными свойствами Способ определения местоположения цели двухчастотным нелинейным радиолокатором, использующий линейно-частотно-модулированный зондирующий сигнал, как и все комбинационные двухчастотные радиолокаторы, обладает определенными преимуществами перед нелинейными радиолокаторами, использующими в качестве рабочих принимаемых сигналов гармоники, так как при поиске нелинейных рассеивателей может быть обследовано большее пространство возможностей в частотной области.When searching for objects with a priori unknown frequency properties, the method of determining the location of a target by a dual-frequency nonlinear radar using a linear frequency-modulated probing signal, like all combination dual-frequency radars, has certain advantages over nonlinear radars using harmonics as working received signals, since when searching for nonlinear scatterers, a larger space of possibilities in the frequency domain can be examined.

Оценка направления на нелинейный рассеиватель у данного аналога, очень неточная и определяется половиной ширины диаграммы направленности приемной антенны.The estimate of the direction to the nonlinear scatterer in this analogue is very inaccurate and is determined by half the width of the receiving antenna's radiation pattern.

Еще одна проблема в реализации метода-прототипа возникает из-за того, что при применении способа определения местоположения цели двухчастотным нелинейным радиолокатором, использующий линейно-частотно-модулированный зондирующий сигнал в направлении нелинейного рассеивателя излучается два зондирующих сигнала в виде двух последовательностей радиоимпульсов при помощи двух антенн, расположенных на расстоянии b. Соответственно при нахождении нелинейного рассеивателя перед антеннами двухчастотного нелинейного радиолокатора на линии перпендикулярной центру отрезка, соединяющего антенны, оба сигнала будут синхронно облучать цель. Но при нахождении нелинейного рассеивателя в стороне от указанной линии, расстояние от каждой из излучающих антенн двухчастотного нелинейного радиолокатора до цели будет различно. В результате, в этом случае передние и задние фронты облучающих нелинейный рассеиватель зондирующих сигналов не будут совпадать, то есть возникнет ошибка, из-за которой длительность переизлученного нелинейным рассеивателем сигнала уменьшится. Соответственно в методе-прототипе содержится ошибка рассогласования, максимальную величину которой можно оценить как Another problem in the implementation of the prototype method arises from the fact that when applying the method for determining the location of a target by a dual-frequency nonlinear radar using a linear-frequency-modulated probing signal in the direction of the nonlinear scatterer, two probing signals are emitted in the form of two sequences of radio pulses using two antennas located at a distance b. Accordingly, when the nonlinear scatterer is located in front of the antennas of the dual-frequency nonlinear radar on a line perpendicular to the center of the segment connecting the antennas, both signals will synchronously irradiate the target. But when the nonlinear scatterer is located away from the said line, the distance from each of the emitting antennas of the dual-frequency nonlinear radar to the target will be different. As a result, in this case the leading and trailing edges of the probing signals irradiating the nonlinear scatterer will not coincide, that is, an error will occur due to which the duration of the signal re-radiated by the nonlinear scatterer will decrease. Accordingly, the prototype method contains a mismatch error, the maximum value of which can be estimated as

На фиг.1 проиллюстрировано появление указанной ошибки, на фиг.1 в столбце 1 показано взаимодействие радиоимпульсов первого зондирующего сигнала (условная временная диаграмма 1) и второго зондирующего сигнала (условная временная диаграмма 2) при облучении нелинейного рассеивателя, находящегося на линии, проведенной перпендикулярно из центра отрезка, соединяющему антенны. У импульсов первого и второго зондирующих сигналов совпадают временные моменты начала и конца радиоимпульсов. Соответственно с ними совпадают начало и конец переизлучаемого нелинейным рассеивателем радиоимпульса на суммарной комбинационной частоте (условная временная диаграмма 3), у которого будет та же длительность , что и у радиоимпульсов зондирующих сигналов.Fig. 1 illustrates the occurrence of the specified error, in Fig. 1 in column 1 the interaction of radio pulses of the first probing signal (conventional time diagram 1) and the second probing signal (conventional time diagram 2) is shown during irradiation of a nonlinear scatterer located on a line drawn perpendicularly from the center of the segment connecting the antennas. The pulses of the first and second probing signals have the same time moments of the beginning and end of the radio pulses. Accordingly, the beginning and end of the radio pulse re-emitted by the nonlinear scatterer at the total combination frequency (conventional time diagram 3) coincide with them, which will have the same duration , as in radio pulses of probing signals.

В столбце 2 показано взаимодействие радиоимпульсов первого зондирующего сигнала (условная временная диаграмма 1) и второго зондирующего сигнала (условная временная диаграмма 2) при облучении нелинейного рассеивателя, находящегося напротив антенны второго зондирующего сигнала. В этом случае передний фронт у первого зондирующего сигнала отстает от переднего фронта второго зондирующего сигнала, соответственно задний фронт первого зондирующего сигнала опережает задний фронт второго зондирующего сигнала. В результате уменьшается длительность радиоимпульса, переизлучаемого нелинейным рассеивателем на суммарной комбинационной частоте (условная временная диаграмма 3).Column 2 shows the interaction of radio pulses of the first probing signal (conventional time diagram 1) and the second probing signal (conventional time diagram 2) when irradiating a nonlinear scatterer located opposite the antenna of the second probing signal. In this case, the leading edge of the first probing signal lags behind the leading edge of the second probing signal, and the trailing edge of the first probing signal leads the trailing edge of the second probing signal. As a result, the duration of the radio pulse re-emitted by the nonlinear scatterer at the sum combination frequency decreases (conventional time diagram 3).

Кроме того, недостатком данного технического решения является то, что не учитывается, что в качестве принимаемого сигнала может использоваться нелинейный продукт 2-го порядка, для которого характерна абсолютная ошибка, связанная с фазовыми свойствами всех целей нелинейных радиолокаторов на частотах четных нелинейных продуктов, то есть ошибка, связанная с неизвестной полярностью нелинейного элемента.In addition, a disadvantage of this technical solution is that it does not take into account that a second-order nonlinear product can be used as the received signal, which is characterized by an absolute error associated with the phase properties of all nonlinear radar targets at the frequencies of even nonlinear products, that is, an error associated with the unknown polarity of the nonlinear element.

Поясним механизм возникновения этой ошибки. Нелинейный радиолокатор излучает два зондирующих сигнала с частотами В результате нелинейный рассеиватель облучает суммарный зондирующий сигнал, который можно представить как радиоимпульс с балансной модуляцией у которого несущая частота равна Let us explain the mechanism of this error. A nonlinear radar emits two probing signals with frequencies As a result, the nonlinear scatterer irradiates the total probing signal, which can be represented as a radio pulse with balanced modulation, the carrier frequency of which is equal to

За генерацию четных нелинейных продуктов при искажении тока, протекающего через нелинейный элемент с нелинейной вольтамперной характеристикой, отвечают четные члены ряда Тейлора, в который эта вольтамперная характеристика разложена [см. Заездный, A.M., Кушнир В.Ф., Ферсман Б.А. Теория нелинейных электрических цепей: М.: Связь, 1968. - 400 с.]. Четные члены ряда Тейлора, в который вольтамперная характеристика данного нелинейного элемента разложена, связаны с конкретным направлением тока, соответственно, эти четные члены ряда Тейлора принимают отрицательные или положительные значения. В частности, для нелинейной вольтамперной характеристики диода мы указываем направление, в котором протекает ток, а для нелинейного контакта - нет. Для нелинейного рассеяния указанные свойства приводят к тому, что фаза сигнала, рассеянного на второй гармонике зондирующего сигнала, зависит от положения нелинейного рассеивателя, например диполя, нагруженного на полупроводниковый диод. В частности, фаза сигнала, рассеянного на второй гармонике зондирующего сигнала, изменится, если перевернуть диполь на 180 градусов в плоскости своей оси. Указанные фазовые свойства проверялись экспериментально, в частности при исследовании поляризационных свойств систем из двух ортогональных диполей, нагруженных на полупроводниковые диоды [Горбачев А.А., Ларцов С.В. Поляризационные свойства двухвибраторной модели нелинейного рассеивателя // Радиотехника и электроника. 1995. Т. 40. №12. С. 1761].The generation of even nonlinear products during distortion of the current flowing through a nonlinear element with a nonlinear current-voltage characteristic is provided by the even terms of the Taylor series, into which this current-voltage characteristic is expanded [see Zaezdny, A.M., Kushnir V.F., Fersman B.A. Theory of nonlinear electrical circuits: Moscow: Svyaz, 1968. - 400 p.]. The even terms of the Taylor series, into which the current-voltage characteristic of a given nonlinear element is expanded, are associated with a specific direction of the current; accordingly, these even terms of the Taylor series take on negative or positive values. In particular, for the nonlinear current-voltage characteristic of a diode, we indicate the direction in which the current flows, but not for a nonlinear contact. For nonlinear scattering, the above properties lead to the fact that the phase of the signal scattered by the second harmonic of the probing signal depends on the position of the nonlinear scatterer, for example, a dipole loaded onto a semiconductor diode. In particular, the phase of the signal scattered by the second harmonic of the probing signal will change if the dipole is turned 180 degrees in the plane of its axis. The above phase properties were verified experimentally, in particular, when studying the polarization properties of systems of two orthogonal dipoles loaded onto semiconductor diodes [Gorbachev A.A., Lartsov S.V. Polarization properties of a two-vibrator model of a nonlinear scatterer // Radio Engineering and Electronics. 1995. Vol. 40. No. 12. P. 1761].

Указанный эффект будет существенным для процессов, протекающих в HP в начале взаимодействия зондирующего сигнала и нелинейного рассеивателя, условная схема которых представлена на фиг.2.The indicated effect will be significant for the processes occurring in the HP at the beginning of the interaction of the probing signal and the nonlinear scatterer, the conventional diagram of which is shown in Fig. 2.

Здесь на условных осциллограммах 1 и 2 представлены радиоимпульсы первого и второго зондирующих сигналов, радиоимпульс суммарного зондирующего сигнала, облучающего и наводящегося в цепях нелинейного рассеивателя представлен на условной осциллограмме 3.Here, on conditional oscillograms 1 and 2, the radio pulses of the first and second probing signals are presented; the radio pulse of the total probing signal irradiating and induced in the circuits of the nonlinear scatterer is presented on conditional oscillogram 3.

На условных осциллограммах 4 и 5 представлены результаты протекания токов суммарного зондирующего сигнала по цепям нелинейного рассеивателя. Вид тока зависит от полярности нелинейного элемента нелинейного рассеивателя. На условной осциллограмме 4 полярность нелинейного элемента такова, что протекающий ток имеет только отрицательные значения, на условной осциллограмме 5 - только положительные.Conditional oscillograms 4 and 5 show the results of the flow of currents of the total probing signal through the circuits of the nonlinear scatterer. The type of current depends on the polarity of the nonlinear element of the nonlinear scatterer. In conditional oscillogram 4, the polarity of the nonlinear element is such that the flowing current has only negative values, in conditional oscillogram 5 - only positive.

Для рассматриваемого эффекта существенно, что нелинейное рассеяние на нелинейном рассеивателе, соответствующего условной осциллограмме 4, начнется с передним фронтом радиоимпульса суммарного зондирующего сигнала, а для нелинейного рассеивателя, соответствующего условной осциллограмме 5 - с запаздыванием на половину периода.For the effect under consideration, it is essential that nonlinear scattering on a nonlinear scatterer corresponding to conditional oscillogram 4 will begin with the leading edge of the radio pulse of the total probing signal, and for a nonlinear scatterer corresponding to conditional oscillogram 5 - with a delay of half a period.

На условных осциллограммах 6 и 7 представлены переизлучаемые радиоимпульсы принимаемого сигнала на комбинационной частоте зондирующих сигналов для обоих случаев полярности нелинейного элемента нелинейного рассеивателя. Из условных осциллограмм видно, что в зависимости от полярности нелинейного элемента связанного с пространственным положением нелинейного рассеивателя будет наблюдаться различное положение переднего фронта радиоимпульсов принимаемого сигнала, отличающиеся на один период.Conditional oscillograms 6 and 7 show re-emitted radio pulses of the received signal at the combination frequency of the probing signals for both cases of the polarity of the nonlinear element of the nonlinear scatterer. It is evident from the conditional oscillograms that, depending on the polarity of the nonlinear element associated with the spatial position of the nonlinear scatterer, a different position of the leading edge of the radio pulses of the received signal will be observed, differing by one period.

Данная ошибка, связанная с неизвестной полярностью нелинейного элемента, в нелинейной радиолокации как правило считается несущественной, однако для низкочастотных нелинейных радиолокаторов зондирующий сигнал может быть в диапазоне 400÷1000 МГц и ошибка в определении дальности может составлять 0,75÷0,5 м, что уже существенно для задачи локализации местоположения мин.This error, associated with the unknown polarity of the nonlinear element, is generally considered insignificant in nonlinear radar, however, for low-frequency nonlinear radars, the probing signal can be in the range of 400÷1000 MHz and the error in determining the range can be 0.75÷0.5 m, which is already significant for the task of localizing the location of mines.

Способ определения местоположения нелинейного рассеивателя при помощи нелинейного радиолокатора, использующего линейно-частотно-модулированные зондирующие сигналы, известный по [Бабанов Н.Ю., Дмитриев В.В., Замятина И.Н., Ларцов С.В. О возможностях улучшения характеристик разрешения по дальности нелинейными радиолокаторами, применяющими ЛЧМ // Проектирование и технология электронных средств, 2024, №1, с. 36-41; Решение Федеральной службы по интеллектуальной собственности о выдаче патента на изобретение от 23.09.2024 по Заявке №2024110764/07(024282) от 19.04.2024 Способ повышения точности определения дальности до нелинейного рассеивателя при помощи нелинейного радиолокатора, использующего линейно-частотно- модулированные зондирующие сигналы, авторы Бабанов Н.Ю., Дмитриев В.В., Замятина И.Н., Ларцов С.В.], заключающийся в том, что при помощи нелинейного радиолокатора, целью которого является нелинейный рассеиватель, оценивают дальность до цели R, для чего выполняется измерение Δt временного интервала распространения сигнала до цели и обратно, то есть промежутка времени от момента излучения переднего фронта первого радиоимпульса зондирующего сигнала до момента приема принимаемого сигнала, который фиксируется по появлению основного максимума в сигнале на выходе согласованного фильтра, для этого в направлении цели излучается очищенный от побочных нелинейных продуктов облучающий сигнал, состоящий из последовательности из М одинаковых радиоимпульсов зондирующего сигнала с периодом Т и длительностью τ, при этом их частота заполнения изменяется по линейному закону в диапазоне с центральной частотой излучаемых при помощи излучающей антенны, одновременно приемником, настроенным на частоту одного из продуктов нелинейного преобразования облучающего сигнала, с помощью приемной антенны, принимается принимаемый сигнал, состоящий из смеси шума и последовательности из М одинаковых переизлучаемых целью радиоимпульсов рассеянного сигнала с периодом Т и длительностью τ, при этом частота их заполнения меняется по линейному закону в диапазоне с центральной частотой принимаемый сигнал преобразуется в приемнике в М реализаций сигнала промежуточной частоты с одинаковой длительностью реализации (Т-τ), являющейся периодом для всех систем приемника нелинейного радиолокатора, при этом каждая реализация сигнала промежуточной частоты содержит шум и радиоимпульс преобразованного сигнала, имеющий длительность и изменяющий свою частоту заполнения по линейному закону в диапазоне которым ограничена спектральная полоса тракта промежуточной частоты, а центральная частота для первой реализации сигнала промежуточной частоты равна а для каждой следующей m-й реализации сигнала промежуточной частоты центральная частота реализации сигнала промежуточной частоты и границы спектральной полосы тракта промежуточной частоты постоянно увеличиваются или постоянно уменьшаются на величину все М реализаций сигнала промежуточной частоты синхронно суммируются с периодом (Т-τ), при этом формируется результирующий сигнал с длительностью (Т-τ), состоящий из шума и суммированного радиоимпульса с длительностью частота заполнения которого меняется по линейному закону, в диапазоне результирующий сигнал пропускается через согласованный фильтр, согласованный с суммированным радиоимпульсом, фиксируют сигнал на его выходе и измеряют временной интервал распространения сигнала до цели и обратно сканируя в пространстве диаграммой направленности приемной антенны, по значению максимума интенсивности принимаемого сигнала определяют направление на цель, что вместе с оценкой дальности до цели R дает оценку местоположения цели - нелинейного рассеивателя.A method for determining the location of a nonlinear scatterer using a nonlinear radar using linear frequency-modulated probing signals, known from [Babanov N.Yu., Dmitriev V.V., Zamyatina I.N., Lartsov S.V. On the possibilities of improving the range resolution characteristics of nonlinear radars using chirp // Design and technology of electronic means, 2024, No. 1, pp. 36-41; Decision of the Federal Service for Intellectual Property on the grant of a patent for an invention dated September 23, 2024 for Application No. 2024110764/07 (024282) dated April 19, 2024 Method for increasing the accuracy of determining the range to a nonlinear scatterer using a nonlinear radar using linear-frequency-modulated probing signals, authors Babanov N. Yu., Dmitriev V. V., Zamyatina I. N., Lartsov S. V.], consisting in the fact that using a nonlinear radar, the target of which is a nonlinear scatterer, the range to the target R is estimated, for which purpose Δt is measured for the time interval of signal propagation to the target and back, that is, the time interval from the moment of emission of the leading edge of the first radio pulse of the probing signal to the moment of reception of the received signal, which is recorded by the appearance of the main maximum in the signal at the output of the matched filter, for this in the direction of the target a signal is emitted, purified from nonlinear by-products, consisting of a sequence of M identical radio pulses of the probing signal with a period T and a duration τ, while their filling frequency changes according to a linear law in the range with a central frequency emitted by the emitting antenna, simultaneously by the receiver, tuned to the frequency of one of the products of the nonlinear transformation of the radiating signal, with the help of the receiving antenna, the received signal is received, consisting of a mixture of noise and a sequence of M identical radio pulses of the scattered signal re-emitted by the target with a period T and a duration τ, while the frequency of their filling changes according to a linear law in the range with a central frequency the received signal is converted in the receiver into M realizations of the intermediate frequency signal with the same duration of realization (T-τ), which is the period for all systems of the nonlinear radar receiver, and each realization of the intermediate frequency signal contains noise and a radio pulse of the converted signal, having a duration and changing its filling frequency according to a linear law in the range which limits the spectral band of the intermediate frequency path, and the central frequency for the first realization of the intermediate frequency signal is equal to and for each subsequent m-th realization of the intermediate frequency signal, the central frequency of the intermediate frequency signal realization and the boundaries of the spectral band of the intermediate frequency path are constantly increasing or constantly decreasing by the value all M realizations of the intermediate frequency signal are synchronously summed with a period (T-τ), and a resulting signal with a duration (T-τ) is formed, consisting of noise and a summed radio pulse with a duration the filling frequency of which changes according to a linear law, in the range the resulting signal is passed through a matched filter matched with the summed radio pulse, the signal is recorded at its output and the time interval of signal propagation to the target and back is measured By scanning the receiving antenna's directional pattern in space, the direction to the target is determined by the value of the maximum intensity of the received signal, which, together with an estimate of the range to the target R, gives an estimate of the location of the target - a nonlinear scatterer.

Способ - прототип решает самую важную проблему - повышения точности в определении дальности до цели, однако определение направления на нелинейный рассеиватель у прототипа, как и у предыдущих аналогов, очень неточная и определяется половиной ширины диаграммы направленности приемной антенны.The prototype method solves the most important problem - increasing the accuracy in determining the range to the target, however, determining the direction to the nonlinear scatterer in the prototype, like in previous analogues, is very inaccurate and is determined by half the width of the receiving antenna pattern.

Кроме того, прототипом не учитываются, что антенны нелинейного радиолокатора находятся на некоторой базе - расстоянии друг от друга. Соответственно геометрическим местом точек возможного нахождения цели, соответствующему измененному времени Δt, является эллипс, в то время как в прототипе подразумевается, что это окружность, так как не определяется и не учитывается в расчетах величина расстояния между излучающей и приемной антеннами. Возникающая ошибка будет мала, если длина базы во много раз меньше дальности обнаружения. Однако в случае использования нелинейных радиолокаторов для поиска мин реальна ситуация, когда длина базы меньше дальности обнаружения около десяти раз и ошибка будет существенной.In addition, the prototype does not take into account that the antennas of the nonlinear radar are located on a certain base - distance from each other. Accordingly, the geometric location of the points of possible target location, corresponding to the changed time Δt, is an ellipse, while in the prototype it is implied that this is a circle, since the distance between the emitting and receiving antennas is not determined and is not taken into account in the calculations. The resulting error will be small if the length of the base is many times less than the detection range. However, in the case of using nonlinear radars to search for mines, a situation is real when the length of the base is less than the detection range about ten times and the error will be significant.

Указанные недостатки, включая недостатки, отмеченные у аналогов, преодолены в предлагаемом техническом решении:The indicated shortcomings, including those noted in analogues, are overcome in the proposed technical solution:

Способе определения координат нелинейного рассеивателя комбинационным радиолокатором, заключающийся в том, что при помощи нелинейного радиолокатора, целью которого является нелинейный рассеиватель, оценивают дальность до цели R, для чего выполняется первое измерение временного интервала распространения сигнала до цели и обратно то есть промежутка времени от момента излучения переднего фронта первого радиоимпульса зондирующего сигнала до момента приема принимаемого сигнала, который фиксируется по появлению основного максимума в сигнале на выходе согласованного фильтра, для этого в направлении цели излучается очищенный от побочных нелинейных продуктов облучающий сигнал, состоящий из последовательности из М одинаковых радиоимпульсов зондирующего сигнала с периодом Т и длительностью при этом их частота заполнения изменяется по линейному закону в диапазоне с центральной частотой излучаемых при помощи излучающей антенны, одновременно приемником, настроенным на частоту одного из продуктов нелинейного преобразования облучающего сигнала, приемной антенной принимается принимаемый сигнал, состоящий из смеси шума и последовательности из М одинаковых переизлучаемых целью радиоимпульсов рассеянного сигнала с периодом Т и длительностью при этом частота их заполнения меняется по линейному закону в диапазоне с центральной частотой принимаемый сигнал преобразуется в приемнике в М реализаций сигнала промежуточной частоты с одинаковой длительностью реализации (Т-τ), являющейся периодом для всех систем приемника нелинейного радиолокатора, при этом каждая реализация сигнала промежуточной частоты содержит шум и радиоимпульс преобразованного сигнала, имеющий длительность и изменяющий свою частоту заполнения по линейному закону в диапазоне которым ограничена спектральная полоса тракта промежуточной частоты, а центральная частота первой реализации сигнала промежуточной частоты равна fПЧ, а для каждой следующей m-й реализации сигнала промежуточной частоты центральная частота реализации сигнала промежуточной частоты и границы спектральной полосы тракта промежуточной частоты постоянно увеличиваются или постоянно уменьшаются на величину , все М реализаций сигнала промежуточной частоты синхронно суммируются с периодом (Т-τ), при этом формируется результирующий сигнал с длительностью (Т-τ), состоящий из шума и суммированного радиоимпульса с длительностью частота заполнения которого меняется по линейному закону, в диапазоне , результирующий сигнал пропускается через согласованный фильтр, согласованный с суммированным радиоимпульсом, фиксируют сигнал на его выходе и выполняют оценку временного интервала распространения сигнала до цели и обратно, при этом предварительно определяется расстояние d от антенны зондирующего сигнала до приемной антенны, облучающий сигнал, дополняется последовательностью из М одинаковых простых радиоимпульсов вспомогательного сигнала с периодом Т и частотой заполнения излучаемых при помощи дополнительной антенны, при этом радиоимпульсы вспомогательного сигнала начинают излучаться раньше и заканчивают излучаться позже, чем синхронные с ними радиоимпульсы зондирующего сигнала по крайней мере на величину где С - скорость света, приемник, настраивается на частоту одного из комбинационных продуктов облучающего сигнала второго или третьего порядка, при этом если приемник, настроен на частоту комбинационного продукта нелинейного преобразования облучающего сигнала третьего порядка то выполненную оценку временного интервала распространения сигнала до цели и обратно принимается в качестве результата первого измерения временного интервала распространения сигнала до цели и обратно если приемник, настроен на частоту комбинационного продукта нелинейного преобразования облучающего сигнала второго порядка то осуществляется проверочная оценка временного интервала распространения сигнала до цели и обратно, для которого инвертируют начальные фазы радиоимпульсов зондирующего сигнала и радиоимпульсов вспомогательного сигнала и повторно выполняют все действия по измерению временного интервала распространения сигнала до цели и обратно, полученные значения выполненной оценки и проверочной оценки сравнивают и принимают меньшее значение в качестве результата первого измерения временного интервала распространения сигнала до цели и обратно дальность до цели R оценивают в системе координат, связанной с расположением антенн нелинейного радиолокатора при помощи величины с учетом измеренного значения d, далее нелинейным радиолокатором выполняется второе измерение временного интервала распространения сигнала до цели и обратно, для этого предварительно определяют расстояние s от дополнительной антенны до приемной антенны и расстояние b от излучающей антенны до дополнительной антенны, меняют конфигурацию нелинейного радиолокатора так, что радиоимпульсы зондирующего сигнала излучаются при помощи дополнительной антенны, а радиоимпульсы вспомогательного сигнала излучаются излучающей антенной и выполняют все действия для измерения временного интервала распространения сигнала до цели и обратно , вычисляют величину при помощи которой, используя величины d, s, b и оценку величины R, определяют координаты цели в системе координат, связанной с расположением антенн нелинейного радиолокатора.A method for determining the coordinates of a nonlinear scatterer using a combination radar, which consists in the fact that using a nonlinear radar, the target of which is a nonlinear scatterer, the range to the target R is estimated, for which the first measurement of the time interval of signal propagation to the target and back is performed that is, the time interval from the moment of emission of the leading edge of the first radio pulse of the probing signal to the moment of reception of the received signal, which is recorded by the appearance of the main maximum in the signal at the output of the matched filter, for this purpose, an irradiating signal, purified from nonlinear by-products, is emitted in the direction of the target, consisting of a sequence of M identical radio pulses of the probing signal with a period T and a duration in this case, their filling frequency changes linearly in the range with a central frequency emitted by the emitting antenna, simultaneously by the receiver tuned to the frequency of one of the products of the nonlinear transformation of the radiating signal, the receiving antenna receives the received signal, consisting of a mixture of noise and a sequence of M identical radio pulses of the scattered signal re-emitted by the target with a period T and a duration in this case, the frequency of their filling changes according to a linear law in the range with a central frequency the received signal is converted in the receiver into M realizations of the intermediate frequency signal with the same duration of realization (T-τ), which is the period for all systems of the nonlinear radar receiver, and each realization of the intermediate frequency signal contains noise and a radio pulse of the converted signal, having a duration and changing its filling frequency according to a linear law in the range which limits the spectral band of the intermediate frequency path, and the central frequency of the first implementation of the intermediate frequency signal is equal to f IF , and for each subsequent m-th implementation of the intermediate frequency signal, the central frequency of the implementation of the intermediate frequency signal and the boundaries of the spectral band of the intermediate frequency path are constantly increasing or constantly decreasing by the value , all M realizations of the intermediate frequency signal are synchronously summed with a period (T-τ), and a resulting signal with a duration (T-τ) is formed, consisting of noise and a summed radio pulse with a duration the filling frequency of which changes according to a linear law, in the range , the resulting signal is passed through a matched filter matched with the summed radio pulse, the signal is recorded at its output and an evaluation is performed time interval of signal propagation to the target and back, while the distance d from the antenna of the probing signal to the receiving antenna is preliminarily determined, the irradiating signal is supplemented by a sequence of M identical simple radio pulses of the auxiliary signal with a period T and a filling frequency emitted by means of an additional antenna, whereby the radio pulses of the auxiliary signal begin to be emitted earlier and end to be emitted later than the radio pulses of the probing signal synchronous with them by at least the amount where C is the speed of light, the receiver is tuned to the frequency of one of the combination products of the second or third order irradiating signal, and if the receiver is tuned to the frequency of the combination product of the nonlinear transformation of the third order irradiating signal, then the performed estimate the time interval of signal propagation to the target and back is taken as the result of the first measurement of the time interval of signal propagation to the target and back if the receiver is tuned to the frequency of the combination product of the nonlinear transformation of the second-order irradiating signal, then a verification assessment is carried out the time interval of signal propagation to the target and back, for which the initial phases of the radio pulses of the probing signal and the radio pulses of the auxiliary signal are inverted and all actions for measuring the time interval of signal propagation to the target and back are repeated, the obtained values of the performed assessment and verification assessment compare and accept the smaller value as the result of the first measurement of the time interval of signal propagation to the target and back the range to the target R is estimated in the coordinate system associated with the location of the nonlinear radar antennas using the quantity taking into account the measured value of d, the nonlinear radar then performs a second measurement the time interval of signal propagation to the target and back, for this purpose the distance s from the additional antenna to the receiving antenna and the distance b from the emitting antenna to the additional antenna are preliminarily determined, the configuration of the nonlinear radar is changed so that the radio pulses of the probing signal are emitted by the additional antenna, and the radio pulses of the auxiliary signal are emitted by the emitting antenna and all actions are performed to measure the time interval of signal propagation to the target and back , calculate the value by means of which, using the values d, s, b and an estimate of the value R, the coordinates of the target are determined in the coordinate system associated with the location of the antennas of the nonlinear radar.

В предлагаемом Способе определения координат нелинейного рассеивателя комбинационным радиолокатором устранены все недостатки аналогов и прототипа.The proposed method for determining the coordinates of a nonlinear scatterer using a combination radar eliminates all the shortcomings of the analogues and the prototype.

- Осуществляется синхронное накопление и дальнейшая оптимальная или квазиоптимальная обработка сигнала с линейно-частотной модуляцией, при этом полоса может быть увеличена в число раз, равное числу накапливаемых импульсов. В результате всегда может быть достигнута удовлетворяющая практику точность определения дальности до цели.- Synchronous accumulation and further optimal or quasi-optimal processing of the signal with linear-frequency modulation is carried out, while the band can be increased by a number of times equal to the number of accumulated pulses. As a result, the accuracy of determining the range to the target that satisfies practice can always be achieved.

- Оценка направления выполняется разностно-временным методом по измерению разности времен прохождения двух зондирующих сигналов от антенн, разнесенных на расстояние b, который во много раз точнее амплитудного метода по максимуму диаграммы направленности, так как не чувствителен к искажениям вида диаграммы направленности.- The direction is estimated using the time-difference method by measuring the difference in the transit times of two probing signals from antennas separated by a distance b, which is many times more accurate than the amplitude method based on the maximum of the radiation pattern, since it is not sensitive to distortions in the type of radiation pattern.

- Кратность частот принимаемого сигнала и зондирующего сигнала исключается за счет использования в качестве принимаемого сигнала одного из комбинационных продуктов облучающего нелинейный рассеиватель сигнала второго или третьего порядка. При этом существенно увеличиваются возможности по обследованию нелинейного рассеивателя в частотной области, так как для комбинационных частот имеется большее пространство возможностей.- The frequency multiplicity of the received signal and the probing signal is eliminated by using one of the combination products of the second- or third-order signal irradiating the nonlinear scatterer as the received signal. In this case, the possibilities for examining the nonlinear scatterer in the frequency domain are significantly increased, since there is a larger space of possibilities for combination frequencies.

- Ошибка, связанная с рассогласованием по времени сигналов, составляющих облучающий нелинейный рассеиватель сигнал устраняется за счет увеличения длительности радиоимпульсов вспомогательного сигнала, что позволяет реализовать метод синхронного накопления с увеличением полосы сигнала, для комбинационного нелинейного радиолокатора, так как также, как и в прототипе, принимаемый сигнал состоит из радиоимпульсов с линейной частотной модуляцией и известной длительностью - такой же, что и у радиоимпульсов зондирующего сигнала.- The error associated with the time mismatch of the signals that make up the signal irradiating the nonlinear scatterer is eliminated by increasing the duration of the auxiliary signal radio pulses, which makes it possible to implement the method of synchronous accumulation with an increase in the signal bandwidth for a combination nonlinear radar, since, just as in the prototype, the received signal consists of radio pulses with linear frequency modulation and a known duration - the same as that of the radio pulses of the probing signal.

- Ошибка, связанная с фазовыми свойствами нелинейных продуктов второго порядка, устраняется при помощи дополнительного измерения с инверсией фаз сигналов в составе облучающего нелинейный рассеиватель сигнала. Пояснение метода устранения ошибки дается на фиг.3.- The error associated with the phase properties of the second-order nonlinear products is eliminated by means of an additional measurement with the inversion of the phases of the signals in the signal irradiating the nonlinear scatterer. An explanation of the error elimination method is given in Fig. 3.

На фиг.3 кривые 1 и 2 соответствуют условным осциллограммам радиоимпульсов зондирующего сигнала и вспомогательного сигнала с частотами Условная осциллограмма 3 соответствует суммарному радиоимпульсу указанных сигналов. Условная осциллограмма 7 соответствует току, протекающему через нелинейный элемент нелинейного рассеивателя. Условная осциллограмма 9 соответствует радиоимпульсу рассеянного нелинейным рассеивателем сигнала на частоте Видно, что ток начинается со второго полупериода, а радиоимпульс рассеянного нелинейным рассеивателем сигнала "теряет" период.In Fig. 3, curves 1 and 2 correspond to the conditional oscillograms of radio pulses of the probing signal and the auxiliary signal with frequencies Conventional oscillogram 3 corresponds to the total radio pulse of the specified signals. Conventional oscillogram 7 corresponds to the current flowing through the nonlinear element of the nonlinear scatterer. Conventional oscillogram 9 corresponds to the radio pulse of the signal scattered by the nonlinear scatterer at a frequency It is evident that the current starts from the second half-period, and the radio pulse of the signal scattered by the nonlinear scatterer “loses” the period.

Кривые 4 и 5 соответствуют условным осциллограммам инвертированных радиоимпульсов зондирующего сигнала и вспомогательного сигнала с частотами Условная осциллограмма 6 соответствует суммарному радиоимпульсу указанных сигналов. Условная осциллограмма 8 соответствует току, протекающему через нелинейный элемент нелинейного рассеивателя. Условная осциллограмма 10 соответствует радиоимпульсу рассеянного нелинейным рассеивателем сигнала на частоте Видно, что протекание тока через нелинейный элемент совпадает с началом радиоимпульсов зондирующего сигнала и вспомогательного сигнала, соответственно радиоимпульс рассеянного нелинейным рассеивателем сигнала тоже совпадает с началом облучающих нелинейный рассеиватель радиоимпульсов. То есть инвертирование облучающих нелинейный рассеиватель радиоимпульсов позволяет устранить ошибку.Curves 4 and 5 correspond to the conventional oscillograms of inverted radio pulses of the probing signal and the auxiliary signal with frequencies Conventional oscillogram 6 corresponds to the total radio pulse of the specified signals. Conventional oscillogram 8 corresponds to the current flowing through the nonlinear element of the nonlinear scatterer. Conventional oscillogram 10 corresponds to the radio pulse of the signal scattered by the nonlinear scatterer at the frequency It is evident that the current flow through the nonlinear element coincides with the beginning of the radio pulses of the probing signal and the auxiliary signal, respectively, the radio pulse of the signal scattered by the nonlinear scatterer also coincides with the beginning of the radio pulses irradiating the nonlinear scatterer. That is, inverting the radio pulses irradiating the nonlinear scatterer allows eliminating the error.

Техническим результатом предлагаемого изобретения является высокая точность определения координат нелинейного рассеивателя временными методами.The technical result of the proposed invention is high accuracy in determining the coordinates of a nonlinear scatterer using time methods.

Сущность предлагаемого изобретения заключается в том, что в приемнике расширяется полоса суммарного радиоимпульса до величины , что позволяет улучшать точность определения дальности путем увеличения числа импульсов в последовательностях зондирующих сигналов без расширения их полосы. Для устранения зависимости длительности принимаемых радиоимпульсов от направления облучения используются радиоимпульсы последовательности вспомогательного сигнала с большей длительностью. Зависимость от неизвестной полярности включения нелинейных элементов в нелинейном рассеивателе устраняется проверочным измерением с инверсией фазы облучающих сигналов.The essence of the proposed invention is that the total radio pulse band in the receiver is expanded to a value , which allows improving the accuracy of determining the range by increasing the number of pulses in the sequences of probing signals without expanding their band. To eliminate the dependence of the duration of the received radio pulses on the direction of irradiation, radio pulses of the auxiliary signal sequence with a longer duration are used. The dependence on the unknown polarity of the inclusion of nonlinear elements in the nonlinear scatterer is eliminated by a test measurement with phase inversion of the irradiating signals.

Новым является то, что у излучаемых простых радиоимпульсов длительность больше, чем и что выполняется два измерения с обменной местами антенн, излучающих зондирующие сигналы. Координата нахождения нелинейного рассеивателя в пространстве определяется как пересечение эллипса - геометрического места точек для суммарного времени сигнала, прошедшего путь излучающая антенна-цель-приемная антенна и параболы - геометрического места точек для разности двух времен прохождения сигналов от двух разных излучающих антенн до цели.What is new is that the duration of the emitted simple radio pulses is longer than and that two measurements are performed with the positions of the antennas emitting the probing signals exchanged. The coordinate of the location of the nonlinear scatterer in space is determined as the intersection of an ellipse - the geometric locus of points for the total time of the signal that has traveled the path emitting antenna-target-receiving antenna and a parabola - the geometric locus of points for the difference in the two times of signal travel from two different emitting antennas to the target.

Предлагаемый Способ определения координат нелинейного рассеивателя комбинационным радиолокатором может быть реализован в комбинационном нелинейном радиолокаторе, использующим линейно-частотно-модулированный зондирующий сигнал блок-схема которого представлена на фиг.4.The proposed method for determining the coordinates of a nonlinear scatterer using a combination radar can be implemented in a combination nonlinear radar using a linear frequency-modulated probing signal, the block diagram of which is shown in Fig. 4.

На фиг.4: 1 - Формирователь тактовых видеоимпульсов с периодом 2 - Формирователь тактовых видеоимпульсов с периодом 3 - Формирователь последовательности из М видеоимпульсов вспомогательного сигнала с периодом Т и длительностью 4 - Формирователь последовательности из М видеоимпульсов зондирующего сигнала с периодом Т и длительностью 5 - Формирователь тактовых видеоимпульсов с периодом 6 - Формирователь последовательности линейно-частотно-модулированных радиоимпульсов зондирующего сигнала. 7 - Формирователь последовательности простых радиоимпульсов вспомогательного сигнала. 8 - Инвертор фазы зондирующего сигнала. 9 - Инвертор фазы вспомогательного сигнала. 10 - Усилитель зондирующего сигнала. 11 - Усилитель вспомогательного сигнала. 12 - Полосовой фильтр зондирующего сигнала. 13 - Полосовой фильтр вспомогательного сигнала. 14 - Антенный коммутатор. 15 - Излучающая антенна. 16 - Дополнительная антенна. 17 - Нелинейный рассеиватель. 18 - Приемная антенна. 19-Полосовой фильтр принимаемого сигнала. 20 -Усилитель принимаемого сигнала. 21 - Смеситель. 22 - Перестраиваемый гетеродин. 23 -Полосовой фильтр промежуточной частоты с перестройкой полосы. 24 - Усилитель промежуточной частоты с перестройкой полосы. 25 - Линия задержки на время 26 - Сумматор. 27 - Оптимальный фильтр. 28 - Автоматизированное рабочее место оператора (индикатор).In Fig.4: 1 - Former of clock video pulses with a period 2 - Former of clock video pulses with a period 3 - Former of a sequence of M video pulses of an auxiliary signal with a period T and a duration 4 - Former of a sequence of M video pulses of a probing signal with a period T and a duration 5 - Former of clock video pulses with a period 6 - Shaper of a sequence of linear-frequency-modulated radio pulses of the probing signal. 7 - Shaper of a sequence of simple radio pulses of the auxiliary signal. 8 - Phase inverter of the probing signal. 9 - Phase inverter of the auxiliary signal. 10 - Probing signal amplifier. 11 - Auxiliary signal amplifier. 12 - Bandpass filter of the probing signal. 13 - Bandpass filter of the auxiliary signal. 14 - Antenna switch. 15 - Radiating antenna. 16 - Auxiliary antenna. 17 - Nonlinear scatterer. 18 - Receiving antenna. 19 - Bandpass filter of the received signal. 20 - Amplifier of the received signal. 21 - Mixer. 22 - Tunable local oscillator. 23 - Bandpass filter of the intermediate frequency with band tuning. 24 - Amplifier of the intermediate frequency with band tuning. 25 - Time Delay Line 26 - Totalizer. 27 - Optimum filter. 28 - Automated operator workstation (indicator).

Выход Формирователя 1 тактовых видеоимпульсов с периодом Δt соединен со входом Формирователя 2 тактовых видеоимпульсов с периодом τ и с первым входом Формирователя 3 последовательности из М видеоимпульсов вспомогательного сигнала с периодом Т и длительностью Выход Формирователя 2 тактовых видеоимпульсов с периодом соединен со вторым входом Формирователя 3 последовательности из М видеоимпульсов вспомогательного сигнала с периодом Т и длительностью входом Формирователя 4 последовательности из М видеоимпульсов зондирующего сигнала с периодом Т и длительностьюи входом Формирователя 5 тактовых видеоимпульсов с периодом Выход Формирователя 3 последовательности из М видеоимпульсов вспомогательного сигнала с периодом Т и длительностью соединен со входом Формирователя 7 последовательности простых радиоимпульсов вспомогательного сигнала. Выход Формирователя 4 последовательности из М видеоимпульсов зондирующего сигнала с периодом Т и длительностью соединен со входом Формирователя 6 последовательности линейно-частотно-модулированных радиоимпульсов зондирующего сигнала. Выход Формирователя 6 последовательности линейно-частотно-модулированных радиоимпульсов зондирующего сигнала соединен со входом Инвертора 8 фазы зондирующего сигнала. Выход Формирователя 7 последовательности простых радиоимпульсов вспомогательного сигнала соединен со входом Инвертора 9 фазы вспомогательного сигнала. Выход Инвертора 8 фазы зондирующего сигнала соединен со входом Усилителя 10 зондирующего сигнала. Выход Инвертора 9 фазы вспомогательного сигнала соединен со входом Усилителя 11 вспомогательного сигнала. Выход Усилителя 10 зондирующего сигнала соединен со входом Полосового фильтра 12 зондирующего сигнала. Выход Усилителя 11 вспомогательного сигнала соединен со входом Полосового фильтра 13 вспомогательного сигнала.The output of Shaper 1 of clock video pulses with period Δt is connected to the input of Shaper 2 of clock video pulses with period τ and to the first input of Shaper 3 of a sequence of M video pulses of an auxiliary signal with period T and duration Output of the Shaper 2 clock video pulses with a period connected to the second input of the Shaper 3 of a sequence of M video pulses of an auxiliary signal with a period T and a duration input of Shaper 4 of a sequence of M video pulses of the probing signal with a period T and a duration and the input of the Shaper 5 clock video pulses with a period Output of Shaper 3 of a sequence of M video pulses of an auxiliary signal with a period T and a duration connected to the input of Shaper 7 of a sequence of simple radio pulses of the auxiliary signal. The output of Shaper 4 of a sequence of M video pulses of the probing signal with a period T and a duration is connected to the input of Shaper 6 of the sequence of linear-frequency-modulated radio pulses of the probing signal. The output of Shaper 6 of the sequence of linear-frequency-modulated radio pulses of the probing signal is connected to the input of Inverter 8 of the phase of the probing signal. The output of Shaper 7 of the sequence of simple radio pulses of the auxiliary signal is connected to the input of Inverter 9 of the phase of the auxiliary signal. The output of Inverter 8 of the phase of the probing signal is connected to the input of Amplifier 10 of the probing signal. The output of Inverter 9 of the phase of the auxiliary signal is connected to the input of Amplifier 11 of the auxiliary signal. The output of Amplifier 10 of the probing signal is connected to the input of Band-Pass Filter 12 of the probing signal. The output of Amplifier 11 of the auxiliary signal is connected to the input of Band-Pass Filter 13 of the auxiliary signal.

При первом измерении промежутка времени от момента излучения переднего фронта первого радиоимпульса зондирующего сигнала до момента приема принимаемого сигнала выход Полосового фильтра 12 зондирующего сигнала соединен с первым входом Антенного коммутатора 14, а выход Полосового фильтра 13 вспомогательного сигнала соединен со вторым входом Антенного коммутатора 14, при этом первый выход Антенного коммутатора 14 соединен со входом Излучающей антенны 15, а второй выход Антенного коммутатора 14 соединен со входом Дополнительной антенны 16.During the first measurement of the time interval from the moment of emission of the leading edge of the first radio pulse of the probing signal to the moment of reception of the received signal, the output of the Bandpass filter 12 of the probing signal is connected to the first input of the Antenna switch 14, and the output of the Bandpass filter 13 of the auxiliary signal is connected to the second input of the Antenna switch 14, wherein the first output of the Antenna switch 14 is connected to the input of the Emitting antenna 15, and the second output of the Antenna switch 14 is connected to the input of the Additional antenna 16.

При втором измерении промежутка времени от момента излучения переднего фронта первого радиоимпульса зондирующего сигнала до момента приема принимаемого сигнала выход Полосового фильтра 12 зондирующего сигнала соединен с третьем входом Антенного коммутатора 14, а выход Полосового фильтра 13 вспомогательного сигнала соединен с четвертым входом Антенного коммутатора 14, при этом третий выход Антенного коммутатора 14 соединен со входом Дополнительной антенны 16, а четвертый выход Антенного коммутатора 14 соединен со входом Излучающей антенны 15.During the second measurement of the time interval from the moment of emission of the leading edge of the first radio pulse of the probing signal to the moment of reception of the received signal, the output of the Bandpass filter 12 of the probing signal is connected to the third input of the Antenna switch 14, and the output of the Bandpass filter 13 of the auxiliary signal is connected to the fourth input of the Antenna switch 14, wherein the third output of the Antenna switch 14 is connected to the input of the Additional antenna 16, and the fourth output of the Antenna switch 14 is connected to the input of the Radiating antenna 15.

Конструкция Антенного коммутатора 14 предусматривает либо возможность соединения первого входа с первым выходом и второго входа со вторым выходом с отключением третьих и четвертых входов и выходов, либо соединения третьего входа с третьим выходом и четвертого входа с четвертым выходом с отключением первых и вторых входов и выходов. Диаграммы направленности Излучающей антенны 15 и Дополнительной антенны 16 направлены в область расположения Нелинейного рассеивателя 17. Выход Формирователя 5 тактовых видеоимпульсов с периодом соединен со входом Перестраиваемого гетеродина 22, а также с первыми синхронизирующими входами Полосового фильтра 23 промежуточной частоты с перестройкой полосы, Усилителя 24 промежуточной частоты с перестройкой полосы, Линии задержки 25 на время (Т-τ), Сумматора 26, Оптимального фильтра 27, Автоматизированного рабочего места 28 оператора (индикатора). Диаграмма направленности Приемной антенны 18 направлена в область расположения Нелинейного рассеивателя 14. Выход Приемной антенны 18 соединен со входом Полосового фильтра 19 принимаемого сигнала. Выход Полосового фильтра 19 принимаемого сигнала соединен со входом Усилителя 20 принимаемого сигнала.The design of the Antenna Switch 14 provides for either the possibility of connecting the first input to the first output and the second input to the second output with the disconnection of the third and fourth inputs and outputs, or connecting the third input to the third output and the fourth input to the fourth output with the disconnection of the first and second inputs and outputs. The radiation patterns of the Radiating Antenna 15 and the Additional Antenna 16 are directed towards the area of the Nonlinear Scatterer 17. The output of the Shaper 5 clock video pulses with a period is connected to the input of the Tunable Heterodyne Oscillator 22, as well as to the first synchronizing inputs of the Bandpass Filter 23 of the Intermediate Frequency with Bandwidth Tuning, the Amplifier 24 of the Intermediate Frequency with Bandwidth Tuning, the Delay Line 25 for Time (T-τ), the Adder 26, the Optimum Filter 27, the Automated Workplace 28 of the Operator (Indicator). The radiation pattern of the Receiving Antenna 18 is directed towards the area of the Nonlinear Scatterer 14. The output of the Receiving Antenna 18 is connected to the input of the Bandpass Filter 19 of the Received Signal. The output of the Bandpass Filter 19 of the Received Signal is connected to the input of the Amplifier 20 of the Received Signal.

Выход Усилителя 20 принимаемого сигнала соединен с первым сигнальным входом Смесителя 21. Второй гетеродинный вход Смесителя 21 соединен с выходом Перестраиваемого гетеродина 22. Выход Смесителя 21 соединен с вторым сигнальным входом Полосового фильтра 23 промежуточной частоты с перестройкой полосы. Выход Полосового фильтра 23 промежуточной частоты с перестройкой полосы соединен с вторым сигнальным входом Усилителя 24 промежуточной частоты с перестройкой полосы. Выход Усилителя 24 промежуточной частоты с перестройкой полосы соединен со вторыми сигнальными входами Линии задержки 25 на время и Сумматора 26. Выход Линии задержки 25 на время соединен с третьим входом Сумматора 26. Выход Сумматора 26 соединен с вторым сигнальным входом Оптимального фильтра 27. Выход Оптимального фильтра 27 соединен с вторым сигнальным входом Автоматизированного рабочего места оператора 28 (индикатора).The output of the amplifier 20 of the received signal is connected to the first signal input of the mixer 21. The second heterodyne input of the mixer 21 is connected to the output of the tunable heterodyne 22. The output of the mixer 21 is connected to the second signal input of the bandpass filter 23 of the intermediate frequency with band tunability. The output of the bandpass filter 23 of the intermediate frequency with band tunability is connected to the second signal input of the amplifier 24 of the intermediate frequency with band tunability. The output of the amplifier 24 of the intermediate frequency with band tunability is connected to the second signal inputs of the delay line 25 for a time and Adder 26. Output of Delay Line 25 for time connected to the third input of the Adder 26. The output of the Adder 26 is connected to the second signal input of the Optimal Filter 27. The output of the Optimal Filter 27 is connected to the second signal input of the Automated Operator Workstation 28 (indicator).

Опишем функционирование комбинационного нелинейного радиолокатора, использующего линейно-частотно-модулированный зондирующий сигнал, приемник которого настроен на частоту комбинационного нелинейного продукта облучающего нелинейный рассеиватель сигнала второго порядка при этом излучается последовательность радиоимпульсов зондирующего сигнала из М=3 линейно-частотно-модулированных радиоимпульсов. Отметим, что в данном случае так как у вспомогательного сигнала нет модуляции.Let us describe the operation of a combination nonlinear radar using a linear frequency-modulated probing signal, the receiver of which is tuned to the frequency of the combination nonlinear product irradiating a second-order nonlinear signal scatterer in this case, a sequence of radio pulses of the probing signal is emitted from M=3 linear frequency-modulated radio pulses. Note that in this case since the auxiliary signal has no modulation.

1) Выполняется первое измерение промежутка времени от момента излучения переднего фронта первого радиоимпульса зондирующего сигнала до момента приема принимаемого сигнала комбинационный нелинейный радиолокатор, использующий линейно-частотно-модулированный зондирующий сигнал, работает следующим образом.1) The first measurement of the time interval from the moment of emission of the leading edge of the first radio pulse of the probing signal to the moment of reception of the received signal is performed. The combination nonlinear radar using a linear frequency-modulated probing signal operates as follows.

2) Формирователь 1 тактовых видеоимпульсов с периодом формирует последовательность тактовых коротких видеоимпульсов, период которых равен представленную на фиг.5, условная осциллограмма 1.2) Shaper of 1 clock video pulses with a period generates a sequence of short video pulses, the period of which is equal to shown in Fig. 5, conditional oscillogram 1.

3) Эта последовательность тактовых коротких видеоимпульсов поступает на вход Формирователя 2 тактовых видеоимпульсов с периодом τ и одновременно на первый вход Формирователя 3 последовательности из М видеоимпульсов первого зондирующего сигнала с периодом Т и длительностью .3) This sequence of short clock video pulses is fed to the input of the Shaper 2 of clock video pulses with a period of τ and simultaneously to the first input of the Shaper 3 of a sequence of M video pulses of the first probing signal with a period of T and a duration of .

4) Формирователь 2 тактовых видеоимпульсов с периодом на основе последовательности тактовых коротких видеоимпульсов, период которых равен формирует на своем выходе последовательность тактовых коротких видеоимпульсов, период которых равен представленную на фиг.5, условная осциллограмма 2.4) Former of 2 clock video pulses with a period based on a sequence of short video pulses, the period of which is equal to generates at its output a sequence of short clock video pulses, the period of which is equal to shown in Fig. 5, conditional oscillogram 2.

5) Эта последовательность тактовых коротких видеоимпульсов период которых равен поступает на второй вход Формирователя 3 последовательности из М видеоимпульсов вспомогательного сигнала с периодом Т и длительностью на вход Формирователя 4 последовательности из М видеоимпульсов зондирующего сигнала с периодом Т и длительностью и на вход Формирователя 5 тактовых видеоимпульсов с периодом 5) This sequence of short video pulses, the period of which is equal to is fed to the second input of Shaper 3 of a sequence of M video pulses of an auxiliary signal with a period T and a duration to the input of Shaper 4 a sequence of M video pulses of the probing signal with a period T and a duration and to the input of the Shaper 5 clock video pulses with a period

6) Формирователь 3 последовательности из М видеоимпульсов вспомогательного сигнала с периодом Т и длительностью на основе последовательности тактовых коротких видеоимпульсов, период которых равен на своем первом входе и последовательности тактовых коротких видеоимпульсов, период которых равен на своем втором входе формирует на выходе последовательность из М=3 видеоимпульсов вспомогательного сигнала с периодом и длительностью представленную на фиг.5, условная осциллограмма 3, которая поступает на вход Формирователя 7 последовательности простых радиоимпульсов вспомогательного сигнала.6) Former 3 sequences of M video pulses of the auxiliary signal with a period T and a duration based on a sequence of short video pulses, the period of which is equal to at its first input and a sequence of short video pulses, the period of which is equal to at its second input it generates at the output a sequence of M=3 video pulses of the auxiliary signal with a period and duration shown in Fig. 5, a conditional oscillogram 3, which is fed to the input of the Generator 7 of a sequence of simple radio pulses of the auxiliary signal.

7) Формирователь 4 последовательности из М видеоимпульсов зондирующего сигнала с периодом Т и длительностью на основе последовательности тактовых коротких видеоимпульсов, период которых равен на своем выходе формирует последовательность из М=3 видеоимпульсов зондирующего сигнала с периодом и длительностью представленную на фиг.5, условная осциллограмма 4, которая поступает на вход Формирователя 6 последовательности линейно-частотно-модулированных радиоимпульсов зондирующего сигнала.7) Former of 4 sequences of M video pulses of the probing signal with a period T and a duration based on a sequence of short video pulses, the period of which is equal to at its output it generates a sequence of M=3 video pulses of the probing signal with a period and duration shown in Fig. 5, a conditional oscillogram 4, which is fed to the input of the Shaper 6 of a sequence of linear frequency-modulated radio pulses of the probing signal.

8) Формирователь 5 тактовых видеоимпульсов с периодом на основе последовательности коротких видеоимпульсов, период которых равен на своем выходе формирует последовательность тактовых видеоимпульсов период которых равен представленную на фиг.5, условная осциллограмма 5. Для синхронизации работы приемника эта последовательность тактовых видеоимпульсов поступает на вход Перестраиваемого гетеродина 22 и первые синхронизирующие входы Полосового фильтра 23 промежуточной частоты с перестройкой полосы, Усилителя 24 промежуточной частоты с перестройкой полосы, Линии задержки 25 на время Сумматора 26, Оптимального фильтра 27; Автоматизированного рабочего места 28 оператора (индикатора).8) Former of 5 clock video pulses with a period based on a sequence of short video pulses, the period of which is equal to at its output it generates a sequence of clock video pulses, the period of which is equal to shown in Fig. 5, conditional oscillogram 5. To synchronize the operation of the receiver, this sequence of clock video pulses is fed to the input of the Tunable heterodyne 22 and the first synchronizing inputs of the Bandpass filter 23 of the intermediate frequency with band tuning, the Amplifier 24 of the intermediate frequency with band tuning, the Delay line 25 for a time Adder 26, Optimal filter 27; Automated operator workstation 28 (indicator).

9) Таким образом процессы формирования и излучения зондирующих сигналов синхронизируются с периодом, равным а процессы обработки принимаемого сигнала синхронизируются с периодом, равным 9) Thus, the processes of formation and emission of probing signals are synchronized with a period equal to and the processes of processing the received signal are synchronized with a period equal to

10) Формирователь 6 последовательности линейно-частотно-модулированных радиоимпульсов зондирующего сигнала на основе последовательности из М=3 видеоимпульсов зондирующего сигнала с периодом Т и длительностьюна его входе, формирует на своем выходе последовательность из М=3 линейно-частотно-модулированных радиоимпульсов зондирующего сигнала, имеющих частотную полосуцентральную частотупериод Т и длительность представленную на фиг.5, условная осциллограмма 7, которая поступает на вход Инвертор фазы 8 зондирующего сигнала.10) Former 6 of a sequence of linear-frequency-modulated radio pulses of a probing signal based on a sequence of M=3 video pulses of a probing signal with a period T and a duration at its input, it forms at its output a sequence of M=3 linear frequency-modulated radio pulses of the probing signal, having a frequency band center frequency period T and duration shown in Fig. 5, a conditional oscillogram 7, which is fed to the input of the phase inverter 8 of the probing signal.

11) Формирователь 7 последовательности простых радиоимпульсов вспомогательного сигнала, на основе последовательности из М=3 видеоимпульсов вспомогательного сигнала с периодом Т и длительностью на его входе, формирует на своем выходе вспомогательный сигнала в виде последовательности из М=3 простых радиоимпульсов вспомогательного сигнала с частотой периодом Т и длительностью представленную на фиг.5, условная осциллограмма 6, который поступает на вход Инвертор фазы 9 вспомогательного сигнала.11) Former 7 of a sequence of simple radio pulses of an auxiliary signal, based on a sequence of M=3 video pulses of an auxiliary signal with a period T and a duration at its input, it forms at its output an auxiliary signal in the form of a sequence of M=3 simple radio pulses of the auxiliary signal with a frequency period T and duration shown in Fig. 5, a conditional oscillogram 6, which is fed to the input of the phase inverter 9 of the auxiliary signal.

12) В режиме основного измерения Инвертор фазы 8 зондирующего сигнала и Инвертор фазы 9 вспомогательного сигнала передают сигналы со входа на выход без изменений.12) In the main measurement mode, the Phase 8 Probe Signal Inverter and the Phase 9 Auxiliary Signal Inverter transmit signals from the input to the output without changes.

13) Последовательность из М=3 линейно-частотно-модулированных радиоимпульсов зондирующего сигнала, имеющих частотную полосу центральную частоту период Т и длительность с выхода Инвертора фазы 8 зондирующего сигнала проходит через Усилитель 10 зондирующего сигнала, Полосовой фильтр 12 зондирующего сигнала и поступает на первый вход Антенного коммутатора 14.13) A sequence of M=3 linear frequency-modulated radio pulses of a probing signal, having a frequency band center frequency period T and duration from the output of the Phase Inverter 8, the probing signal passes through the Probing Signal Amplifier 10, the Probing Signal Band Filter 12 and enters the first input of the Antenna Switch 14.

14) Последовательность из М=3 простых радиоимпульсов вспомогательного сигнала с частотой периодом Т и длительностью с выхода Инвертора фазы 9 вспомогательного сигнала проходит через Усилитель 11 вспомогательного сигнала, Полосовой фильтр 13 вспомогательного сигнала и поступает на второй вход Антенного коммутатора 14.14) A sequence of M=3 simple radio pulses of an auxiliary signal with a frequency period T and duration from the output of the Phase Inverter 9, the auxiliary signal passes through the Auxiliary Signal Amplifier 11, the Auxiliary Signal Bandpass Filter 13 and enters the second input of the Antenna Switch 14.

15) При первом измерении промежутка времени от момента излучения переднего фронта первого радиоимпульса зондирующего сигнала до момента приема принимаемого сигнала у Антенного коммутатора 14 первый вход соединен с первым выходом, а второй вход соединен со вторым выходом.15) During the first measurement of the time interval from the moment of emission of the leading edge of the first radio pulse of the probing signal to the moment of reception of the received signal at the Antenna Switch 14, the first input is connected to the first output, and the second input is connected to the second output.

16) Последовательность из М=3 линейно-частотно-модулированных радиоимпульсов зондирующего сигнала, имеющих частотную полосу центральную частоту период Т и длительностьс первого выхода Антенного коммутатора 14 проступает на вход Излучающей антенны 15 и излучается в направлении нелинейного рассеивателя 17.16) A sequence of M=3 linear frequency-modulated radio pulses of a probing signal, having a frequency band center frequency period T and duration from the first output of the Antenna Switch 14 it enters the input of the Radiating Antenna 15 and is radiated in the direction of the nonlinear scatterer 17.

17) Последовательность из М=3 простых радиоимпульсов вспомогательного сигнала с частотой периодом Т и длительностью со второго выхода Антенного коммутатора 14 проступает на вход Дополнительной антенны 16 и излучается в направлении нелинейного рассеивателя 17.17) A sequence of M=3 simple radio pulses of an auxiliary signal with a frequency period T and duration from the second output of the Antenna Switch 14 it enters the input of the Additional Antenna 16 and is radiated in the direction of the nonlinear diffuser 17.

18) В нелинейном рассеивателе 17 в результате проявления эффекта нелинейного рассеяния происходит нелинейное преобразование радиоимпульсов зондирующего сигнала и радиоимпульсов вспомогательного сигнала, в результате которого на средней частоте в направлении Приемной антенны 18 переизлучаются радиоимпульсы рассеянного сигнала в виде последовательности из М=3 линейно-частотно-модулированных радиоимпульсов с частотой в диапазоне изменения частоты заполнения периодом Т и длительностьюпредставленную на фиг.5, условная осциллограмма 8.18) In the nonlinear scatterer 17, as a result of the manifestation of the nonlinear scattering effect, a nonlinear transformation of the radio pulses of the probing signal and the radio pulses of the auxiliary signal occurs, as a result of which at the average frequency in the direction of the Receiving Antenna 18, radio pulses of the scattered signal are re-emitted in the form of a sequence of M=3 linear frequency-modulated radio pulses with a frequency in the range of change of filling frequency period T and duration shown in Fig. 5, conditional oscillogram 8.

19) Радиоимпульсы рассеянного сигнала принимаются Приемной антенны 18.19) Radio pulses of the scattered signal are received by the Receiving Antenna 18.

20) Принимаемый сигнал проходит через Полосовой фильтр 19 принимаемого сигнала и поступают на вход Усилителя 20 принимаемого сигнала.20) The received signal passes through the Bandpass Filter 19 of the received signal and enters the input of the Amplifier 20 of the received signal.

21) С выхода Усилителя 20 принимаемого сигнала принимаемый сигнал, состоявший из смеси шума и последовательности из М одинаковых переизлучаемых нелинейным рассеивателем радиоимпульсов рассеянного сигнала с периодом Т, средней частотой заполнения и длительностью частота заполнения которых изменяется по линейному закону в полосе представленную на фиг.5, условная осциллограмма 9, поступает на первый сигнальный вход Смесителя 21.21) From the output of the amplifier 20 of the received signal, the received signal, consisting of a mixture of noise and a sequence of M identical radio pulses of the scattered signal re-emitted by the nonlinear scatterer with a period T, an average filling frequency and duration the filling frequency of which changes linearly in the band The conventional oscillogram 9 shown in Fig. 5 is fed to the first signal input of Mixer 21.

22) Одновременно в Перестраиваемом гетеродине 22 на основе поступающих на его вход синхронизирующих видеоимпульсов с периодом (Т-τ) от Формирователя 5 тактовых видеоимпульсов с периодом (Т-τ) формируется перестраиваемый сигнал гетеродина в виде М=3 примыкающих друг к другу гетеродинных радиоимпульсов с длительностью (Т-τ) каждый. При этом начальная фаза каждого импульса равна нулю, частота первого гетеродинного радиоимпульса равна , частота каждого следующего m-го гетеродинного радиоимпульса определяется как Этот сигнал поступает на второй гетеродинный вход Смесителя 21.22) At the same time, in the Tunable heterodyne 22, based on the synchronizing video pulses with a period of (T-τ) coming to its input from the Shaper 5 of clock video pulses with a period of (T-τ), a tunable heterodyne signal is formed in the form of M=3 adjacent heterodyne radio pulses with a duration of (T-τ) each. In this case, the initial phase of each pulse is equal to zero, the frequency of the first heterodyne radio pulse is equal to , the frequency of each subsequent m-th heterodyne radio pulse is determined as This signal is fed to the second heterodyne input of Mixer 21.

23) На выходе Смесителя 21 формируется сигнал промежуточной частоты со спектральной полосой сигнала промежуточной частоты состоящий из М=3 примыкающих друг к другу радиоимпульсов промежуточной частоты с длительностью при этом каждый из радиоимпульсов промежуточной частоты содержит шум и радиоимпульс преобразованного сигнала, имеющий длительность и изменяющий свою частоту заполнения по линейному закону в диапазоне изменения частоты заполнения При этом а центральная частота первого радиоимпульса промежуточной частоты равна , а центральная частота каждого следующего радиоимпульса промежуточной частоты уменьшается на величину Сигнал промежуточной частоты, условная осциллограмма которого представлена на фиг.5, кривая 10, с выхода Смесителя 21 последовательно проходит через Полосовой фильтр 23 промежуточной частоты с перестройкой полосы и Усилитель 24 промежуточной частоты с перестройкой полосы, где очищается от побочных нелинейных компонент, усиливается и поступает на вторые сигнальные входы Линии задержки 25 на время и Сумматора 26.23) At the output of Mixer 21, an intermediate frequency signal is formed with the spectral band of the intermediate frequency signal consisting of M=3 adjacent intermediate frequency radio pulses with a duration wherein each of the intermediate frequency radio pulses contains noise and a radio pulse of the converted signal, having a duration and changing its filling frequency according to a linear law in the range of filling frequency variation In this case, the central frequency of the first radio pulse of the intermediate frequency is equal to , and the central frequency of each subsequent intermediate frequency radio pulse decreases by the value The intermediate frequency signal, the conventional oscillogram of which is shown in Fig. 5, curve 10, from the output of the Mixer 21 sequentially passes through the Bandpass filter 23 of the intermediate frequency with band tuning and the Amplifier 24 of the intermediate frequency with band tuning, where it is cleared of side nonlinear components, amplified and fed to the second signal inputs of the Delay Line 25 for a time and Adder 26.

24) В Линии задержки 25 на время и Сумматоре 26 под действием синхронизирующей последовательности тактовых видеоимпульсов период которых равен поступающей с Формирователя 5 тактовых видеоимпульсов с периодом сигнал промежуточной частоты синхронно суммируются с периодом, равным , и за М=3 периодов формируется результирующий сигнал с длительностью равнойсостоящий из шума и суммированного радиоимпульса длительностью , частота заполнения которого меняется по линейному закону. Условная осциллограмма результирующего сигнала представлена на фиг.5, кривая 11. С выхода Сумматора 26 результирующий сигнал поступает на вход Согласованного фильтр 27.24) In Delay Line 25 for a while and in the adder 26, under the action of a synchronizing sequence of clock video pulses, the period of which is equal to coming from the Shaper 5 clock video pulses with a period the intermediate frequency signal is summed synchronously with a period equal to , and for M=3 periods the resulting signal is formed with a duration equal to consisting of noise and a summed radio pulse of duration , the filling frequency of which changes according to a linear law. The conditional oscillogram of the resulting signal is shown in Fig. 5, curve 11. From the output of the adder 26, the resulting signal is fed to the input of the matched filter 27.

25) Результирующий сигнал проходит через Согласованный фильтр 27, где происходит его квазиоптимальная обработка.25) The resulting signal passes through the Matched Filter 27, where it undergoes quasi-optimal processing.

26) С выхода Согласованного фильтра 27 результат квазиоптимальной обработки результирующего сигнала поступает на вход Автоматизированное рабочее место 28 оператора, где индицируется на индикаторе. Условная осциллограмма сигнала на выходе Согласованного фильтра 27 представлена на фиг.5, кривая 12.26) From the output of the Matched Filter 27, the result of the quasi-optimal processing of the resulting signal is fed to the input of the Operator's Automated Workplace 28, where it is displayed on the indicator. The conditional oscillogram of the signal at the output of the Matched Filter 27 is shown in Fig. 5, curve 12.

27) По положению основного максимума сигнала на выходе Согласованного фильтра 27 зафиксированного на индикаторе Автоматизированного рабочего места 28 оператора фиксируют величину времени от момента излучения переднего фронта первого радиоимпульса зондирующего сигнала до момента приема принимаемого сигнала.27) Based on the position of the main maximum of the signal at the output of the Matched Filter 27 recorded on the indicator of the Automated Workplace 28, the operator records the value time from the moment of emission of the leading edge of the first radio pulse of the probing signal to the moment of reception of the received signal.

28) Выполняется проверочное изменение промежутка времени от момента излучения переднего фронта первого радиоимпульса зондирующего сигнала до момента приема принимаемого сигнала, для которого Инвертор фазы 8 зондирующего сигнала и Инвертор фазы 9 вспомогательного сигнала устанавливают в режимы, при которых входные сигналы передаются на выход в противофазе.28) A test change is performed in the time interval from the moment of emission of the leading edge of the first radio pulse of the probing signal to the moment of reception of the received signal, for which the Phase Inverter 8 of the probing signal and the Phase Inverter 9 of the auxiliary signal are set to modes in which the input signals are transmitted to the output in antiphase.

29) Повторяют все предыдущие действия для новых режимов Инвертор фазы 8 зондирующего сигнала и Инвертор фазы 9 вспомогательного сигнала и по положению основного максимума сигнала на выходе Согласованного фильтра 27 зафиксированного на индикаторе Автоматизированного рабочего места 28 оператора фиксируют величину промежутка времени от момента излучения переднего фронта первого радиоимпульса зондирующего сигнала до момента приема принимаемого сигнала.29) Repeat all previous actions for the new modes of the Inverter of phase 8 of the probing signal and the Inverter of phase 9 of the auxiliary signal and, based on the position of the main maximum of the signal at the output of the Matched Filter 27 recorded on the indicator of the Automated Workplace 28 of the operator, record the value the time interval from the moment of emission of the leading edge of the first radio pulse of the probing signal to the moment of reception of the received signal.

30) Полученные значения промежутков времени сравнивают и принимают наименьшее значение в качестве величины выполненного измерения промежутка времени от момента излучения переднего фронта первого радиоимпульса зондирующего сигнала до момента приема принимаемого сигнала.30) The obtained values of time intervals compare and accept the smallest value as the value of the completed measurement of the time interval from the moment of emission of the leading edge of the first radio pulse of the probing signal until the moment of reception of the received signal.

31) По предварительно измеренному расстоянию d от Излучающей антенны 15 до Приемной антенны 18 и величины выполненного измерения промежутка времени в системе координат, связанной с расположением Излучающей антенны 15 до Приемной антенны 18 проводят эллипс как геометрическое место точек, характеризующее дальность до нелинейного рассеивателя R, в которых может находиться Нелинейный рассеиватель 17.31) Based on the previously measured distance d from the Transmitting Antenna 15 to the Receiving Antenna 18 and the value of the completed measurement of the time interval in the coordinate system associated with the location of the Transmitting Antenna 15 to the Receiving Antenna 18, an ellipse is drawn as the geometric locus of points characterizing the distance to the nonlinear scatterer R, in which the Nonlinear Scatterer 17 may be located.

32) Выполняют второе измерение промежутка времени от момента излучения переднего фронта первого радиоимпульса зондирующего сигнала до момента приема принимаемого сигнала.32) A second measurement is performed of the time interval from the moment of emission of the leading edge of the first radio pulse of the probing signal to the moment of reception of the received signal.

33) Для этого предварительно определяют расстояние s от дополнительной антенны до приемной антенны и расстояние b от излучающей антенны до дополнительной антенны.33) To do this, first determine the distance s from the additional antenna to the receiving antenna and the distance b from the radiating antenna to the additional antenna.

34) Антенный коммутатор 14 переключают так, что к выходу Полосового фильтра 12 зондирующего сигнала подключается третий вход Антенного коммутатора 14, а к соединенному с ним третьему выходу Антенного коммутатора 14 подключается вход Дополнительной антенны 16, кроме того к выходу Полосового фильтра 13 вспомогательного сигнала подключается четвертый вход Антенного коммутатора 14, а к соединенному с ним четвертому выходу Антенного коммутатора 14 подключается вход Излучающей антенны 15.34) The antenna switch 14 is switched so that the third input of the antenna switch 14 is connected to the output of the bandpass filter 12 of the probing signal, and the input of the additional antenna 16 is connected to the third output of the antenna switch 14 connected to it, in addition, the fourth input of the antenna switch 14 is connected to the output of the bandpass filter 13 of the auxiliary signal, and the input of the radiating antenna 15 is connected to the fourth output of the antenna switch 14 connected to it.

35) Устанавливают режимы Инвертора фазы 8 зондирующего сигнала и Инвертора фазы 9, соответствующие наименьшему значению измеренных промежутков времени 35) Set the modes of the Inverter of phase 8 of the probing signal and the Inverter of phase 9 corresponding to the smallest value of the measured time intervals

36) Повторяют все предыдущие действия для второго измерения промежутка времени от момента излучения переднего фронта первого радиоимпульса зондирующего сигнала до момента приема принимаемого сигнала с новой конфигурацией переключателей Антенного коммутатора 14.36) Repeat all previous steps for the second measurement of the time interval from the moment of emission of the leading edge of the first radio pulse of the probing signal to the moment of reception of the received signal with the new configuration of the switches of the Antenna Switch 14.

37) Вычисляют значение величины , по знаку которой определяют в какую сторону имеется отклонение от нормали у направления на нелинейный рассеиватель.37) Calculate the value of the quantity , by the sign of which they determine in which direction there is a deviation from the normal in the direction to the nonlinear scatterer.

38) По предварительно измеренным расстояниям s и b и вычисленной величине в системе координат, связанной с расположением Излучающей антенны 15 и Дополнительной антенны 16 проводят гиперболу, как геометрическое место точек и в которых может находиться Нелинейный рассеиватель 17, характеризующее направление на нелинейный рассеиватель. 39) В системе координат, связанной с расположением антенн нелинейного радиолокатора, определяют координаты нахождения Нелинейного рассеивателя 17 по пересечению эллипса и гиперболы.38) Based on the previously measured distances s and b and the calculated value in the coordinate system associated with the location of the Radiating Antenna 15 and the Additional Antenna 16, a hyperbola is drawn as the geometric locus of points and in which the Nonlinear Scatterer 17 may be located, characterizing the direction to the nonlinear scatterer. 39) In the coordinate system associated with the location of the antennas of the nonlinear radar, the coordinates of the location of the Nonlinear Scatterer 17 are determined by the intersection of the ellipse and the hyperbola.

Для реализации предлагаемого технического решения могут быть использованы блоки и приборы, выпускаемые в настоящее время промышленностью, а также описанные в прототипе [Способ повышения точности определения дальности до нелинейного рассеивателя при помощи нелинейного радиолокатора, использующего линейно-частотно-модулированные зондирующие сигналы, известный по Заявке №2024110764/07(024282) от 19.04.2024, Решение Федеральной службы по интеллектуальной собственности о выдаче патента на изобретение от 23.09.2024]. В частности, приемная часть в составе: Приемная антенна 18, Полосовой фильтр 19 принимаемого сигнала, Усилитель 20 принимаемого сигнала, Смеситель 21, Перестраиваемый гетеродин 22, Полосовой фильтр 23 промежуточной частоты с перестройкой полосы, Усилитель 24 промежуточной частоты с перестройкой полосы, Линия задержки 25 на время Сумматор 26, Оптимальный фильтр 27, Автоматизированное рабочее место оператора 28 (индикатор) предлагаемого технического решения такая же, как в прототипе.To implement the proposed technical solution, it is possible to use units and devices currently produced by industry, as well as those described in the prototype [Method for increasing the accuracy of determining the range to a nonlinear scatterer using a nonlinear radar using linear frequency-modulated probing signals, known from Application No. 2024110764/07 (024282) dated 04/19/2024, Decision of the Federal Service for Intellectual Property on the issuance of a patent for an invention dated 09/23/2024]. In particular, the receiving part consists of: Receiving antenna 18, Bandpass filter 19 of the received signal, Amplifier 20 of the received signal, Mixer 21, Tunable local oscillator 22, Bandpass filter 23 of the intermediate frequency with band tuning, Amplifier 24 of the intermediate frequency with band tuning, Delay line 25 for a time The adder 26, the optimal filter 27, the automated operator workstation 28 (indicator) of the proposed technical solution are the same as in the prototype.

Синхронизирующая часть в составе: Формирователь 1 тактовых видеоимпульсов с периодом Формирователь 2 тактовых видеоимпульсов с периодом Формирователь 3 серий из М видеоимпульсов вспомогательного сигнала с периодом Т и длительностью Формирователь 4 серий из М видеоимпульсов зондирующего сигнала с периодом Т и длительностью τ, Формирователь 5 тактовых видеоимпульсов с периодом могут быть выполнены на основе стандартный логических микросхем по [И.В. Малышев, Н. В. Паршина Схемотехника импульсных электронных средств. Учебное пособие. Ростов-на-Дону - Таганрог Издательство Южного федерального университета 2017].The synchronizing part consists of: Shaper of 1 clock video pulses with a period Former of 2 clock video pulses with a period Former of 3 series of M video pulses of an auxiliary signal with a period T and a duration Former of 4 series of M video pulses of the probing signal with a period of T and a duration of τ, Former of 5 clock video pulses with a period of can be implemented on the basis of standard logic microcircuits according to [I.V. Malyshev, N.V. Parshina Circuitry of pulse electronic devices. Tutorial. Rostov-on-Don - Taganrog Publishing House of the Southern Federal University 2017].

Формирователь 6 последовательности линейно-частотно-модулированных радиоимпульсов зондирующего сигнала, Излучающая антенна 15 предлагаемого технического решения такая же как в прототипе, либо аналогично аналогу [В.В. Дмитриев, И.Н. Замятина Патент RU 2621319 С1, Способ и устройство измерения дальности в двухчастотном нелинейном радиолокаторе // Опубл. 02.06.2017, Бюл. №16].The generator 6 of the sequence of linear frequency-modulated radio pulses of the probing signal, the radiating antenna 15 of the proposed technical solution is the same as in the prototype, or similar to the analogue [V.V. Dmitriev, I.N. Zamyatina Patent RU 2621319 C1, Method and device for measuring range in a dual-frequency nonlinear radar // Published 02.06.2017, Bulletin No. 16].

Формирователь 7 последовательности простых радиоимпульсов вспомогательного сигнала, Усилитель 11 вспомогательного сигнала, Полосовой фильтр 13 вспомогательного сигнала, Дополнительная антенна 16 предлагаемого технического могут быть выполнены аналогично аналогу [В.В. Дмитриев, И.Н. Замятина Патент RU 2621319 С1, Способ и устройство измерения дальности в двухчастотном нелинейном радиолокаторе // Опубликовано: 02.06.2017, Бюл. №16].The generator 7 of a sequence of simple radio pulses of the auxiliary signal, the amplifier 11 of the auxiliary signal, the bandpass filter 13 of the auxiliary signal, the additional antenna 16 of the proposed technical device can be made similar to the analogue [V.V. Dmitriev, I.N. Zamyatina Patent RU 2621319 C1, Method and device for measuring range in a dual-frequency nonlinear radar // Published: 02.06.2017, Bulletin No. 16].

В то же время Полосовой 12 фильтр зондирующего сигнала, Полосовой фильтр 13 вспомогательного сигнала, Полосовой фильтр 19 принимаемого сигнала могут быть изготовлены по [В.П. Леонченко, А.Л. Фельдштейн, Л.А. Шепелянский Расчет полосковых фильтров на встречных стержнях. Справочник. Москва: Издательство «Связь», 1975].At the same time, Bandpass 12 filter of the probing signal, Bandpass filter 13 of the auxiliary signal, Bandpass filter 19 of the received signal can be manufactured according to [V.P. Leonchenko, A.L. Feldshteyn, L.A. Shepelyansky. Calculation of bandpass filters on opposite rods. Handbook. Moscow: Svyaz Publishing House, 1975].

В качестве Излучающей антенны 15, Антенны 13 второго зондирующего сигнала; Дополнительной антенны 16, Приемной антенны 18 могут использоваться стандартные измерительные антенны П6-33, либо могут быть изготовлены по [Кочержевский Г.Н. Антенн-фидерные устройства. - М.: Связь, 1972].Standard measuring antennas P6-33 can be used as the Transmitting antenna 15, Antenna 13 of the second probing signal; Additional antenna 16, Receiving antenna 18, or they can be manufactured according to [Kocherzhevsky G.N. Antenna-feeder devices. - M.: Svyaz, 1972].

Кроме того, для канала вспомогательного сигнала может быть использовано стандартное промышленное оборудование: СВЧ генератор типа Г4-154 в качестве - Формирователя 7 последовательности простых радиоимпульсов вспомогательного сигнала, Усилителя 11 вспомогательного сигнала - мощные СВЧ-усилители типа MS0082540.In addition, standard industrial equipment can be used for the auxiliary signal channel: microwave generator type G4-154 as - Shaper 7 of a sequence of simple radio pulses of the auxiliary signal, Amplifier 11 of the auxiliary signal - powerful microwave amplifiers type MS0082540.

Инвертор фазы 8 зондирующего сигнала и Инвертор фазы 9 вспомогательного сигнала могут быть реализованы в виде высокочастотных операционных усилителей, как правило имеющих инвертирующий вход, в частности по [Г.Л. Штрапенин Операционные усилители: стремление к совершенству // Компоненты и технологии, №10, 2007, с. 46-50, Штрапенин Г. Л. Современные операционные усилители фирмы National Semiconductor // Компоненты и технологии. 2005. №7].The inverter of phase 8 of the probing signal and the inverter of phase 9 of the auxiliary signal can be implemented in the form of high-frequency operational amplifiers, usually having an inverting input, in particular according to [G.L. Shtrapenin Operational amplifiers: striving for perfection // Components and technologies, No. 10, 2007, pp. 46-50, Shtrapenin G.L. Modern operational amplifiers from National Semiconductor // Components and technologies. 2005. No. 7].

Антенный коммутатор 14 может быть изготовлен на основе применения СВЧ переключателей электромеханических коаксиальных типа ПСВЧ-2П2Н-1Ч-1-28 ФИМД.460831.001 ТУ.Antenna switch 14 can be manufactured based on the use of microwave electromechanical coaxial switches of the PSVCh-2P2N-1Ch-1-28 FIMD.460831.001 TU type.

Наиболее перспективным объектом поиска - то есть Нелинейным рассивателем 17 могут выступать мины с электронными взрывателями, описанные в [Г.Н. Щербаков Средства обнаружения управляемых взрывных устройств. Специальная техника, 2000, №5 с. 40-43].The most promising search object - that is, the Nonlinear Scatterer 17 - may be mines with electronic fuses, described in [G.N. Shcherbakov, Means of Detecting Controlled Explosive Devices. Special Equipment, 2000, No. 5, pp. 40-43].

В качестве Усилителя 20 принимаемого сигнала может быть применен стандартный малошумящий усилитель MAHW001040-03 фирмы МИКРАН.The standard low-noise amplifier MAHW001040-03 from MIKRAN can be used as the Amplifier 20 of the received signal.

Смеситель21 может быть изготовлен по [Сазонов Д.М., Гридин А.Н., Мишустин Б.А. Устройства СВЧ. - М.: Высшая школа, 1981 -295 с.].Mixer21 can be manufactured according to [Sazonov D.M., Gridin A.N., Mishustin B.A. Microwave devices. - M.: Higher school, 1981 -295 p.].

В качестве Перестраиваемого гетеродина 22 может быть использован измерительный высокочастотный генератор АКИП-7SG382.The AKIP-7SG382 measuring high-frequency generator can be used as the Tunable Heterodyne 22.

Значительную часть комбинационного нелинейного радиолокатора, использующего линейно-частотно-модулированный зондирующий сигнал на современном уровне техники целесообразно выполнить в виде цифрового блока на основе сигнального процессора по [А.И. Тяжев; В.Г. Иванова Цифровая обработка сигналов и сигнальные процессоры: учеб. пособие - Самара: ИУНЛ ПГУТИ, 2008. - 307 с. - URL: https://rucont.ru/efd/2787291] В состав цифрового блока целесообразно включить: синхронизирующую часть: в составе: Формирователь 1 тактовых видеоимпульсов с периодом Формирователь 2 тактовых видеоимпульсов с периодом Формирователь 3 серий из М видеоимпульсов вспомогательного сигнала с периодом Т и длительностью Формирователь 4 серий из М видеоимпульсов зондирующего сисгнала с периодом Т и длительностью Формирователь 5 тактовых видеоимпульсов с периодом блок подготовки излучаемых сигналов в составе:A significant part of a combination nonlinear radar using a linear frequency-modulated probing signal at the current level of technology should be implemented as a digital block based on a signal processor according to [A.I. Tyazhev; V.G. Ivanova Digital signal processing and signal processors: textbook - Samara: IUNL PGUTI, 2008. - 307 p. - URL: https://rucont.ru/efd/2787291] It is advisable to include in the digital block: a synchronizing part: consisting of: Shaper 1 of clock video pulses with a period Former of 2 clock video pulses with a period Former of 3 series of M video pulses of an auxiliary signal with a period T and a duration Former of 4 series of M video pulses of the probing signal with a period T and a duration Former of 5 clock video pulses with a period a block for preparing emitted signals consisting of:

Формирователя 6 последовательности линейно-частотно-модулированных радиоимпульсов зондирующего сигнала, Формирователь 7 последовательности простых радиоимпульсов вспомогательного сигнала, Инвертора фазы 8зондирующего сигнала, Инвертора фазы 9 вспомогательного сигнала; блока обработки пронимаемого сигнала в составе: Перестраиваемого гетеродина 22, Полосового фильтра 23 промежуточной частоты с перестройкой полосы, Усилителя 24 промежуточной частоты с перестройкой полосы, Линии задержки 25 на время (Т-t), Сумматора 26, Оптимального фильтра 27.Former 6 of a sequence of linear-frequency-modulated radio pulses of the probing signal, Former 7 of a sequence of simple radio pulses of the auxiliary signal, Phase inverter 8 of the probing signal, Phase inverter 9 of the auxiliary signal; a processing unit for the received signal consisting of: Tunable heterodyne 22, Bandpass filter 23 of intermediate frequency with band tuning, Amplifier 24 of intermediate frequency with band tuning, Delay line 25 for time (T-t), Adder 26, Optimal filter 27.

В качестве Индикатора 18 может быть использован персональный компьютер с промышленным интерфейсом.A personal computer with an industrial interface can be used as Indicator 18.

Таким образом, предлагаемое техническое решение может быть реализовано на современном уровне техники.Thus, the proposed technical solution can be implemented at the current level of technology.

Пример определения координат нелинейного рассеивателяAn example of determining the coordinates of a nonlinear scatterer

Пусть комбинационный нелинейный радиолокатор размещен на подвижном носителе, на котором закреплены три антенны (см. фиг.6): в точке I закреплена Излучающая антенна, в точке О закреплена Приемная антенна, в точке D закреплена Дополнительная антенна. Антенны размещены на одной линии, расстояние между антеннами ℓ = 1 метр. Начало отсчета - точка О системы координат совпадает с Приемной антенной, ось ОХ направлена вдоль линии антенн, ось OY перпендикулярно линии антенн.Let a combination nonlinear radar be placed on a mobile carrier, on which three antennas are fixed (see Fig. 6): the Transmitting antenna is fixed at point I, the Receiving antenna is fixed at point O, and the Additional antenna is fixed at point D. The antennas are placed on one line, the distance between the antennas is ℓ = 1 meter. The origin - point O of the coordinate system coincides with the Receiving antenna, the OX axis is directed along the antenna line, the OY axis is perpendicular to the antenna line.

Пусть обнаружен нелинейный рассеиватель в точке S с реальными координатами х=3 м, у=4 м в системе координат, связанной с антенной системой. Соответственно радиус-вектор R1 от Излучающей антенны до нелинейного рассеивателя равен 5,6568 м, радиус-вектор R2 от нелинейного рассеивателя до Приемной антенны равен 5 м, радиус-вектор R3 от Дополнительной антенны до нелинейного рассеивателя равен 4,4721 м.Let a nonlinear scatterer be detected at point S with real coordinates x=3 m, y=4 m in the coordinate system associated with the antenna system. Accordingly, the radius vector R 1 from the Transmitting antenna to the nonlinear scatterer is equal to 5.6568 m, the radius vector R 2 from the nonlinear scatterer to the Receiving antenna is equal to 5 m, the radius vector R 3 from the Additional antenna to the nonlinear scatterer is equal to 4.4721 m.

Нелинейный радиолокатор измерил при первом изменении промежуток времени, при этом сигнал прошел путь от точки I до точки S и далее до точки О и измерена дальность на этом пути:Nonlinear radar measured the time interval at the first change , while the signal traveled from point I to point S and further to point O and the range along this path was measured:

Соответственно будем считать известным, что нелинейным радиолокатором измерен путь сигнала: Излучающая антенна - нелинейный рассеиватель - Приемная антенна, а расстояние между точками начала и конца пути сигнала равна 1 метр.Accordingly, we will assume that the nonlinear radar measured the signal path: Transmitting antenna - nonlinear scatterer - Receiving antenna, and the distance between the start and end points of the signal path is 1 meter.

Таким образом, имеем исходные данные в результате первого изменения:Thus, we have the initial data as a result of the first change:

Геометрическое место точек, где может находиться нелинейный рассеиватель исходя из имеющихся исходных данных - эллипс, а его фокусами являются точки излучения и приема сигнала точки - I и О. Построим линию - геометрическое место точек, на которой может находиться нелинейный рассеиватель.The geometrical locus of points where a nonlinear scatterer can be located based on the available initial data is an ellipse, and its foci are the points of emission and reception of the signal, points I and O. Let us construct a line - the geometrical locus of points on which a nonlinear scatterer can be located.

Канонический вид уравнения эллипса имеет вид:The canonical form of the equation of an ellipse is:

Воспользуемся известными соотношениями для эллипсаLet's use the known relations for an ellipse

- уравнение кривой - эллипса, на которой находится точка местоположения нелинейного рассеивателя. Следует отметить, что для полученного уравнения начало системы координат сдвинуто в центр между точками I и О, то есть на 0,5 м к точке I (на фиг.6 обозначено штрихпунктирной линией), что должно быть учтено при определении местоположения нелинейного рассеивателя в системе координат XOY с точкой отсчета - точкой О, в которой находится приемная антенна. - the equation of the curve - ellipse, on which the location point of the nonlinear scatterer is located. It should be noted that for the obtained equation the origin of the coordinate system is shifted to the center between points I and O, i.e. by 0.5 m to point I (in Fig. 6 it is designated by a dash-dotted line), which should be taken into account when determining the location of the nonlinear scatterer in the XOY coordinate system with the reference point - point O, at which the receiving antenna is located.

Нелинейный радиолокатор измеряет при втором изменении промежуток времени, при этом сигнал прошел путь от точки D до точки S и далее до точки О и измерена дальность на этом пути:Nonlinear radar measures the time interval at the second change , while the signal traveled from point D to point S and further to point O and the range along this path was measured:

В принципе можно построить еще один эллипс для фокусов в точках О и D, однако определение местоположения по пересечению двух эллипсов даст неудовлетворительные результаты с точки зрения определения направления на нелинейный рассеиватель - с учетом ошибки эллипсы сливаются на значительном промежутке.In principle, it is possible to construct another ellipse for the foci at points O and D, but determining the location by the intersection of two ellipses will give unsatisfactory results in terms of determining the direction to the nonlinear scatterer - taking into account the error, the ellipses merge over a significant interval.

Поэтому информативным параметром для второго измерения является разность двух измерений При этом на первом этапе по знаку этой разницы определяется, в какую сторону от нормали располагается нелинейный рассеиватель.Therefore, the informative parameter for the second dimension is the difference between the two dimensions In this case, at the first stage, the sign of this difference is used to determine which side of the normal the nonlinear scatterer is located.

Таким образом, основные исходные данным являются:Thus, the main initial data are:

Геометрическое место точек, где может находиться нелинейный рассеиватель исходя из имеющихся исходных данных - гипербола, а ее фокусами являются точки I и О - точки нахождения Излучающей антенна и Дополнительной антенн, между которыми расстояниеThe geometric locus of points where a nonlinear scatterer can be located based on the available initial data is a hyperbola, and its foci are points I and O - the points where the Radiating Antenna and Additional Antenna are located, between which the distance is

Канонический вид уравнения и основные соотношения для гиперболы имеют вид: The canonical form of the equation and the basic relationships for a hyperbola are:

Выполним вычисления:Let's perform the calculations:

- уравнение гиперболы, на которой находится нелинейный рассеиватель. Уравнение получено в системе координат с точкой отсчета - точкой О, в которой находится приемная антенна. - the equation of the hyperbola on which the nonlinear scatterer is located. The equation is obtained in a coordinate system with a reference point - point O, where the receiving antenna is located.

Строим в пространстве системы координат XOY по найденным уравнениям участки гиперболы и эллипса (см. фиг.7). Их пересечение соответствует точке S, в которой находится нелинейный рассеиватель.We construct sections of a hyperbola and an ellipse in the space of the XOY coordinate system using the equations found (see Fig. 7). Their intersection corresponds to point S, where the nonlinear scatterer is located.

Из графика фиг.7 следует, что нелинейный рассеиватель находится в точке с координатами х=3 м, у=4 м в системе координат, связанной с антенной системой и началом отсчета в точке расположения приемной антенны, то есть путем измерений пари помощи нелинейного радиолокатора определено местоположение нелинейного рассеивателя.From the graph in Fig. 7 it follows that the nonlinear scatterer is located at a point with coordinates x=3 m, y=4 m in the coordinate system associated with the antenna system and the origin at the location of the receiving antenna, that is, by measuring with the help of a nonlinear radar, the location of the nonlinear scatterer is determined.

Claims (1)

Способ определения координат нелинейного рассеивателя комбинационным радиолокатором, заключающийся в том, что при помощи нелинейного радиолокатора, целью которого является нелинейный рассеиватель, оценивают дальность до цели R, для чего выполняется первое измерение временного интервала распространения сигнала до цели и обратно ΔТ1, то есть промежутка времени от момента излучения переднего фронта первого радиоимпульса зондирующего сигнала до момента приема принимаемого сигнала, который фиксируется по появлению основного максимума в сигнале на выходе согласованного фильтра, для этого в направлении цели излучается очищенный от побочных нелинейных продуктов облучающий сигнал, состоящий из последовательности из М одинаковых радиоимпульсов зондирующего сигнала с периодом Т и длительностью τ, при этом их частота заполнения изменяется по линейному закону в диапазоне ΔfЗС с центральной частотой fЗС1, излучаемых при помощи излучающей антенны, одновременно приемником, настроенным на частоту одного из продуктов нелинейного преобразования облучающего сигнала, приемной антенной принимается принимаемый сигнал, состоящий из смеси шума и последовательности из М одинаковых переизлучаемых целью радиоимпульсов рассеянного сигнала с периодом Т и длительностью τ, при этом частота их заполнения меняется по линейному закону в диапазоне ΔfPC с центральной частотой fPC, принимаемый сигнал преобразуется в приемнике в М реализаций сигнала промежуточной частоты с одинаковой длительностью реализации (Т-τ), являющейся периодом для всех систем приемника нелинейного радиолокатора, при этом каждая реализация сигнала промежуточной частоты содержит шум и радиоимпульс преобразованного сигнала, имеющий длительность τ и изменяющий свою частоту заполнения по линейному закону в диапазоне ΔfPC, которым ограничена спектральная полоса тракта промежуточной частоты, а центральная частота первой реализации сигнала промежуточной частоты равна fПЧ, а для каждой следующей m-й реализации сигнала промежуточной частоты центральная частота реализации сигнала промежуточной частоты и границы спектральной полосы тракта промежуточной частоты постоянно увеличиваются или постоянно уменьшаются на величину ΔfPC, все М реализаций сигнала промежуточной частоты синхронно суммируются с периодом (Т-τ), при этом формируется результирующий сигнал с длительностью (Т-τ), состоящий из шума и суммированного радиоимпульса с длительностью Мτ, частота заполнения которого меняется по линейному закону, в диапазоне MΔfPC, результирующий сигнал пропускается через согласованный фильтр, согласованный с суммированным радиоимпульсом, фиксируют сигнал на его выходе и выполняют оценку Δt1 временного интервала распространения сигнала до цели и обратно, отличающийся тем, что предварительно определяется расстояние d от антенны зондирующего сигнала до приемной антенны, облучающий сигнал дополняется последовательностью из М одинаковых простых радиоимпульсов вспомогательного сигнала с периодом Т и частотой заполнения fЗС2, излучаемых при помощи дополнительной антенны, при этом радиоимпульсы вспомогательного сигнала начинают излучаться раньше и заканчивают излучаться позже, чем синхронные с ними радиоимпульсы зондирующего сигнала по крайней мере на величину Δτ=d/C, где С - скорость света, приемник настраивается на частоту одного из комбинационных продуктов облучающего сигнала второго или третьего порядка, при этом если приемник настроен на частоту комбинационного продукта нелинейного преобразования облучающего сигнала третьего порядка, то выполненная оценка Δt1 временного интервала распространения сигнала до цели и обратно принимается в качестве результата первого измерения временного интервала распространения сигнала до цели и обратно ΔТ1, если приемник настроен на частоту комбинационного продукта нелинейного преобразования облучающего сигнала второго порядка, то осуществляется проверочная оценка Δt2 временного интервала распространения сигнала до цели и обратно, для которого инвертируют начальные фазы радиоимпульсов зондирующего сигнала и радиоимпульсов вспомогательного сигнала и повторно выполняют все действия по измерению временного интервала распространения сигнала до цели и обратно, полученные значения выполненной оценки Δt1 и проверочной оценки Δt2 сравнивают и принимают меньшее значение в качестве результата первого измерения временного интервала распространения сигнала до цели и обратно ΔТ1, дальность до цели R оценивают в системе координат, связанной с расположением антенн нелинейного радиолокатора при помощи величины ΔТ1 с учетом измеренного значения d, далее нелинейным радиолокатором выполняется второе измерение ΔТ2 временного интервала распространения сигнала до цели и обратно, для этого предварительно определяют расстояние s от дополнительной антенны до приемной антенны и расстояние b от излучающей антенны до дополнительной антенны, меняют конфигурацию нелинейного радиолокатора так, что радиоимпульсы зондирующего сигнала излучаются при помощи дополнительной антенны, а радиоимпульсы вспомогательного сигнала излучаются излучающей антенной, и выполняют все действия для измерения временного интервала распространения сигнала до цели и обратно вычисляют величину (ΔТ1-ΔТ2), при помощи которой, используя величины d, s, b и оценку величины R, определяют координаты цели в системе координат, связанной с расположением антенн нелинейного радиолокатора.A method for determining the coordinates of a nonlinear scatterer by a combination radar, which consists in the fact that using a nonlinear radar, the target of which is a nonlinear scatterer, the range to the target R is estimated, for which the first measurement of the time interval of signal propagation to the target and back ΔT 1 is performed, that is, the time interval from the moment of emission of the leading edge of the first radio pulse of the probing signal to the moment of reception of the received signal, which is recorded by the appearance of the main maximum in the signal at the output of the matched filter, for this purpose an irradiating signal, purified from nonlinear by-products, is emitted in the direction of the target, consisting of a sequence of M identical radio pulses of the probing signal with a period T and a duration τ, wherein their filling frequency changes according to a linear law in the range Δf ЗС with a central frequency f ЗС1 , emitted using an emitting antenna, simultaneously by a receiver tuned to the frequency of one of the products of the nonlinear transformation of the irradiating signal, the receiving antenna receives the received signal, consisting of a mixture of noise and a sequence of M identical radio pulses of a scattered signal re-emitted by the target with a period T and a duration τ, wherein their filling frequency changes linearly in the range Δf PC with a central frequency f PC , the received signal is converted in the receiver into M realizations of an intermediate frequency signal with the same duration of realization (T-τ), which is a period for all systems of the nonlinear radar receiver, wherein each realization of the intermediate frequency signal contains noise and a radio pulse of the converted signal, having a duration τ and changing its filling frequency linearly in the range Δf PC , which limits the spectral band of the intermediate frequency path, and the central frequency of the first realization of the intermediate frequency signal is equal to f IF , and for each subsequent m-th realization of the intermediate frequency signal, the central frequency of the realization of the intermediate frequency signal and the boundaries of the spectral band of the intermediate frequency path constantly increase or constantly decrease by the amount Δf PC , all M realizations of the intermediate frequency signal are summed synchronously with a period (T-τ), whereby a resulting signal with a duration (T-τ) is formed, consisting of noise and a summed radio pulse with a duration Mτ, the filling frequency of which changes according to a linear law, in the range MΔf PC , the resulting signal is passed through a matched filter matched with the summed radio pulse, the signal is recorded at its output and an estimate Δt 1 of the time interval of signal propagation to the target and back is performed, characterized in that the distance d from the antenna of the probing signal to the receiving antenna is determined in advance, the irradiating signal is supplemented by a sequence of M identical simple radio pulses of the auxiliary signal with a period T and a filling frequency f ЗС2 , emitted using an additional antenna, whereby the radio pulses of the auxiliary signal begin to be emitted earlier and stop being emitted later than the radio pulses of the probing signal synchronous with them by at least the amount Δτ = d/C, where C is the speed of light, the receiver is tuned to the frequency of one of the combination products of the second or third order irradiating signal, wherein if the receiver is tuned to the frequency of the combination product of the third order nonlinear transformation of the irradiating signal, then the performed estimate Δt 1 of the time interval of signal propagation to the target and back is accepted as the result of the first measurement of the time interval of signal propagation to the target and back ΔT 1 , if the receiver is tuned to the frequency of the combination product of the second order nonlinear transformation of the irradiating signal, then a verification estimate Δt 2 of the time interval of signal propagation to the target and back is carried out, for which the initial phases of the radio pulses of the probing signal and the radio pulses of the auxiliary signal are inverted and all actions for measuring the time interval of signal propagation to the target and back are repeated, the obtained values of the performed estimate Δt 1 and the verification estimate Δt 2 are compared and the smaller value is accepted as the result of the first measurement of the time interval of signal propagation to the target and back ΔT 1 , the range to the target R is estimated in the coordinate system associated with the location of the antennas of the nonlinear radar using the value of ΔT 1 taking into account the measured value of d, then the nonlinear radar performs a second measurement ΔT 2 of the time interval of signal propagation to the target and back, for this purpose the distance s from the additional antenna to the receiving antenna and the distance b from the emitting antenna to the additional antenna are preliminarily determined, the configuration of the nonlinear radar is changed so that the radio pulses of the probing signal are emitted using the additional antenna, and the radio pulses of the auxiliary signal are emitted by the emitting antenna, and all actions are performed to measure the time interval of signal propagation to the target and back calculate the value (ΔТ 1 -ΔТ 2 ), by means of which, using the values d, s, b and an estimate of the value R, the coordinates of the target are determined in the coordinate system associated with the location of the antennas of the nonlinear radar.
RU2024131780A 2024-10-21 Method of determining coordinates of nonlinear scatterer using combination radar RU2839938C1 (en)

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2839938C1 true RU2839938C1 (en) 2025-05-14

Family

ID=

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2343499C1 (en) * 2007-07-13 2009-01-10 Открытое акционерное общество "Концерн "Созвездие" Nonlinear radar for remote delivery duct monitoring
RU2382380C1 (en) * 2008-07-28 2010-02-20 Федеральное государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации Nonlinear radar-location method
RU2474840C2 (en) * 2011-01-31 2013-02-10 Федеральное государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Калининградский пограничный институт Федеральной службы безопасности Российской Федерации" Nonlinear radar with pointer
RU2621319C1 (en) * 2016-04-26 2017-06-02 Акционерное общество "Федеральный научно-производственный центр "Нижегородский научно-исследовательский институт радиотехники" Method and device for measuring distance in double-frequency nonlinear radar
RU2643199C1 (en) * 2016-10-10 2018-01-31 Акционерное общество "Федеральный научно-производственный центр "Нижегородский научно-исследовательский институт радиотехники" Method of improving characteristics of nonlinear radar
CN109507642A (en) * 2018-12-29 2019-03-22 广西科技大学 A kind of Nonlinear Parameter harmonic detecting method based on noise FM technology
RU2798477C1 (en) * 2022-04-22 2023-06-23 Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Севастопольский государственный университет" Method for detecting nonlinear electronic devices

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2343499C1 (en) * 2007-07-13 2009-01-10 Открытое акционерное общество "Концерн "Созвездие" Nonlinear radar for remote delivery duct monitoring
RU2382380C1 (en) * 2008-07-28 2010-02-20 Федеральное государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации Nonlinear radar-location method
RU2474840C2 (en) * 2011-01-31 2013-02-10 Федеральное государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Калининградский пограничный институт Федеральной службы безопасности Российской Федерации" Nonlinear radar with pointer
RU2621319C1 (en) * 2016-04-26 2017-06-02 Акционерное общество "Федеральный научно-производственный центр "Нижегородский научно-исследовательский институт радиотехники" Method and device for measuring distance in double-frequency nonlinear radar
RU2643199C1 (en) * 2016-10-10 2018-01-31 Акционерное общество "Федеральный научно-производственный центр "Нижегородский научно-исследовательский институт радиотехники" Method of improving characteristics of nonlinear radar
CN109507642A (en) * 2018-12-29 2019-03-22 广西科技大学 A kind of Nonlinear Parameter harmonic detecting method based on noise FM technology
RU2798477C1 (en) * 2022-04-22 2023-06-23 Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Севастопольский государственный университет" Method for detecting nonlinear electronic devices

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
ИВАНОВ М.М., ЖЕЛЕЗНЯК В.К., ЧЕРТКОВ В.М. Способ повышения чувствительности нелинейного радиолокатора // Вестник Полоцкого государственного университета. Серия C. Фундаментальные науки. Информационные технологии. N 4, 2016, с. 72-77. *

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7823446B2 (en) Pulsed radar level gauging with relative phase detection
US7932855B2 (en) Distance measuring device and distance measuring method
US2837738A (en) Passive range measuring device
US7170288B2 (en) Parametric nuclear quadrupole resonance spectroscopy system and method
RU2553272C1 (en) Method of measuring range and radial velocity in radar station with probing composite pseudorandom chirp pulse
Azizah et al. Signal processing of range detection for SFCW radars using matlab and GNU radio
RU2839938C1 (en) Method of determining coordinates of nonlinear scatterer using combination radar
RU2474839C1 (en) Method and apparatus for nonlinear radar
RU2516432C2 (en) Method of locating radio-frequency source
RU2560089C1 (en) Method of passive radio location
Kaminski et al. K-band FMCW radar module with interferometic capability for industrial applications
Stolle et al. Multiple-target frequency-modulated continuous-wave ranging by evaluation of the impulse response phase
Pardhu et al. Design of matched filter for radar applications
RU2204842C2 (en) Method and device for measuring object-scattering polarization matrix
Tashlykov et al. Ground clutter deducting technique for Irkutsk incoherent scatter radar
RU2530542C1 (en) Method and device for measurement of angular height of object of search in surveillance non-linear radars
RU2388146C2 (en) Method of measuring amplitude-frequency characteristics of radio communication ionospheric channels
RU2643199C1 (en) Method of improving characteristics of nonlinear radar
RU2148263C1 (en) Method for measuring pulse repetition rate of scanning source in dissipation environment and device for its embodiment
Sakamoto et al. Spectrum-free estimation of Doppler velocities using ultra-wideband radar
RU2584332C1 (en) Device for determining motion parameters of target
RU2533789C1 (en) Polarisation characteristic definition method for high frequency signal propagation environment
Espedalen et al. Object detection using a software defined radio with FMCW RADAR technology
Reshma et al. Altitude and Velocity Estimation in FMCW Radar Altimeter with Phase Noise
RU2807331C1 (en) Method for determining range and radial speed of target using pulse-doppler radar station