DE2735481C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Gleichstromversorgungseinrich­ tung für Impulsradargeräte, welche in einer Modulator- und Sendeeinheit gebildete Radarsendeimpulse mit bestimmter Pulswiederholungsfrequenz aussenden und in denen eine Digi­ talisierung empfangener Radarechosignale mit bestimmter Abtastfrequenz vor Wiedergabe in einer Anzeigeeinheit vorge­ nommen wird.

Bei Impulsradargeräten dieser Art, wie sie etwa aus der US-Patentanschrift 38 03 600 bekannt sind, können die di­ gitalisierten Radarechosignale in einen Pufferspeicher mit einer Schreibtaktfrequenz eingegeben werden, welche von einer Entfernungsbereicheinstellung des betreffenden Radar­ gerätes abhängig ist. Die Lesetaktfrequenz zur Entnahme der zwischengespeicherten digitalisierten Radarechosignale zur Wiedergabe in der Anzeigeeinheit kann gleich oder kleiner als die Schreibtaktfrequenz sein.

Es hat sich gezeigt, daß bei bekannten Gleichstromversorgungs­ einrichtungen für Impulsradargeräte der vorstehend betrachteten Art die Pulswiederholungsfrequenz der Sendeimpulse und die Abtastfrequenz bei der Digitalisierung der Empfangssignale einen störenden Einfluß auf die Regelung der Gleichstromver­ sorgungsspannung haben können. Aus diesem Grunde bereitete es bisher Schwierigkeiten, Gleichstromversorgungseinrichtungen für Impulsradargeräte mit DC/DC-Konverterschaltungen auszu­ rüsten, wie sie aus der US-Patentanschrift 38 59 586 bekannt sind, bei denen die Leistungsregelung durch Impulsbreitenre­ gelung des Zerhackers vorgenommen wird.

Durch die Erfindung soll demgemäß die Aufgabe gelöst werden, eine Gleichstromversorgungseinrichtung für Impulsradargeräte der eingangs beschriebenen Art so auszubilden, daß bei ge­ ringem Gewicht und geringem Raumbedarf Störungen durch Ein­ flüsse der Impulswiederholungsfrequenz der Sendesignale be­ ziehungsweise der Abtastfrequenz bei der Digitalisierung der Radarechosignale auf die Gleichstromversorgungsspannungen, welche von der Gleichstromversorgungseinrichtung bereitge­ stellt werden, vermieden werden.

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil von Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind Gegen­ stand der dem Anspruch 1 nachgeordneten Patentansprüche.

Anhand der Zeichnung wird nun ein Ausführungsbeispiel der hier angegebenen Gleichstromversorgungseinrichtung beschrieben. Im einzelnen zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Impulsradargerätes mit einer Gleichstromversorgungseinrichtung der hier angegebenen Art,

Fig. 2 ein detaillierteres Schaltbild des Impulsradarge­ rätes gemäß Fig. 1,

Fig. 3 ein Blockschaltbild der Gleichstromversorgungs­ einrichtung,

Fig. 4A u. 4B detailliertere Schaltbilder der Schaltungs­ einheiten der Gleichstromversorgungseinrichtung,

Fig. 5 ein Schaltbild eines Vorreglerkreises der Gleich­ stromversorgungseinrichtung nach den Fig. 4A und 4B,

Fig. 6 ein Schaltbild eines Zerhackerstromkreises der Gleichstromversorgungseinrichtung nach den Fig. 4A und 4B und

Fig. 7 ein Schaltbild einer Steuerschaltung für die Gleichstromversorgungseinrichtung nach den Fig. 4A und 4B.

In Fig. 1 ist ein Ausführungsbeispiel angewendet in einem PPI-Radarsystem dargestellt. Das dargestellte Radarsystem besteht aus drei Basisein­ heiten: der Anzeigeeinheit 140, der Modulator-Sender-Empfänger-Einheit 102, kurz MTR-Einheit genannt, und der Antenneneinheit 101. Die Anzeigeeinheit 140, welche das Schirmbild mit Radarinformationen versorgt und die Steuerbefehle des Systems bildet, ist normalerweise auf der Brücke des Schiffes angebracht, da dort ein leichter Zugriff besteht und die Benutzung für die Navigation damit erleichtert wird. Die Antenneneinheit 101 ist bei der prak­ tischen Anwendung so hoch wie möglich mit einer gesicherten, nicht zu behindernden Ausstrahlungsmöglichkeit zur Erhöhung der Reichweite der Einheit montiert. Die MTR-Einheit 102 ist in wettergesicherter Lage möglichst nahe zur Antennen­ einheit 101 angeordnet, um die Verluste für die Hochleistungs­ sendepulse, die zur Antenneneinheit 101 gekoppelt werden und die Verluste der empfangenen Signale, die von der Antennen­ einheit 101 zur MTR-Einheit 102 gekoppelt werden, so gering wie möglich zu halten.

Die Anzeigeeinheit 140 und die MTR-Einheit 102 enthalten getrennte Versorgungseinheiten 174 bzw. 122. Beide können aus dem Bordnetz von 110 Volt Wechselstrom mit 60 Hz oder mit einer anderen normalen Primäreingabeversorgung betrieben werden, welche dann von diesen Einrichtungen in die erforder­ lichen Gleichspannungen zum Betrieb der verschiedenen elektronischen Stromkreise und elektromechanischen Anord­ nungen umgesetzt werden. Außerdem ver­ sorgt die der MTR-Einheit zugeordnete Versorgungseinheit 122 die Antenne 101 zwecks Betrieb des darin enthaltenen, für das Drehen der Antenne vorgesehenen Motors. Dadurch, daß für jede der beiden voneinander entfernt installierten Haupt­ einheiten getrennte Versorgungseinheiten vorgesehen sind, werden die auftretenden Verluste, die in der Ver­ kabelung zwischen den vorgenannten Einrichtungen auftreten, vermieden. Außerdem wird bei dem vorliegenden System die Ein-/Ausschaltungssteuerung der Ver­ sorgungseinheit 122 von der Indikatoreinheit 140 bewerk­ stelligt, indem nur Steuerspannungen mit geringer Signal­ leistung verwendet werden. Die vollständige Steuerung ist deshalb in der Anzeigeeinheit konzentriert, ohne daß hohe Leistungsverbrauchsspitzen und Verluste auf langen Kabelwegen zwischen den Einrichtungen auftreten.

Jeder Radarpulszyklus geht von der Anzeigeeinheit 140 bei der Erzeugung eines MTR-Trigger-Impulses aus, wozu die MTR-Einheit 102 mit der Anzeigeeinheit 140 gekoppelt ist. Aufgrund des Empfangs dieses Impulses erzeugt die MTR-Ein­ heit 102 einen Sendeimpuls hoher Leistung. Der Sendeimpuls wird zur Antenneneinheit 101 weitergegeben, welche dieses Signal in einem schmalen Strahl ausstrahlt. Daraufhin werden von Ortungsobjekten Signale reflektiert, die von der Antennen­ einheit 101 empfangen und zu dem Empfangsteil der MTR-Einheit 102 weitergeleitet werden. Der Empfangsteil der MTR-Einheit 102 detektiert die empfangenen Echosignale und verstärkt sie und erzeugt daraufhin ein Videosignal für die Anzeige­ einheit 140. Der Beginn des Videosignals wird durch einen in der MTR-Einheit 102 erzeugten Quittungsimpuls ge­ kennzeichnet. Die Anzeigeeinheit 140 erzeugt eine optische Darstellung der von den Ortungsobjekten im Strahlungsweg des Radarstrahles zurückgestrahlten Signale entsprechend den Videosignalen. Die Azimut-Lage der Radarantenne wird von der Antenneneinheit 101 direkt zur Anzeigeeinheit 140 ge­ geben, um den Winkel auf den Wiedergabeschirm, auf dem die reflektierten Signale wiedergegeben werden, zu kennzeichnen.

In Fig. 2 ist ein detailliertes Blockschaltbild des Radarsystems 100 gemäß Fig. 1 dargestellt. Die Antennen­ einheit 101 enthält eine drehbare Antenne 104, welche in der Lage ist, Signale innerhalb der Reichweite der Radar­ pulse auszustrahlen und zu empfangen. Die Antenne 104 ist drehbar über Wellenleiter 105 mit einem Getriebe 108 ver­ bunden. Der Motor 106 ist mechanisch über das Getriebe 108 mit der Antenne verbunden und dient zur Drehung der Antenne 104 mit vorbestimmter konstanter Geschwindigkeit. Der Antennendrehmelder 112 ist auch über seine Eingangswelle mit dem Getriebe 108 und der Antenne 104 verbunden. Die genannte Eingangswelle dreht sich vorzugsweise mit derselben Geschwindigkeit wie die Antenne 104.

Die eingehenden und abgehenden Signale der Antenne 104 wer­ den über eine Drehkupplung 110 mit der Antenneneinheit 101 über den Wellenleiterteil 115 zum Duplexer 114 gekoppelt. Empfangene Signale werden über den Duplexer 114 und den passiven Be­ grenzer 116 zum Eingang des Empfängers 120 gegeben. Der Duplexer 114 entkoppelt die von dem Empfänger 120 über­ tragenen Impulse mit dem Sendemodulator 118 und koppelt die empfangenen Signale ohne wesentliche Verluste direkt vom Wellenleiter 115 zum Eingang des Empfängers 120. Der passive Begrenzer 116 sorgt für eine absolute Amplitudenbegrenzung der Eingabesignale um den Eingangskreis des Emfängers 120 zu schützen gegen Überlastung durch von nahegelegenen Radarsendern aufgenommene Signale.

Der Sende-Modulator 118 erzeugt aufgrund eines Ein­ gabe-Trigger-Signals des Zeitgenerators 144 in der Anzeige­ einheit 140 Radarimpulse. Die Impulsfolgefrequenz IFF der übertragenen Radarimpulse wird lediglich bestimmt durch die Wiederholungsgeschwindigkeit des MTR-Trigger-Signals, welches von dem Zeitgenerator 144 erzeugt wird. Bei bekannten Radar­ systemen, bei denen die Impulsfolgefrequenz eine Funktion der Festlegung der Radarreichweite war, war eine Vielzahl von Signalen, welche bezeichnend für verschiedene mögliche, festzulegende Reichweiten sind, zu dem Sendemodulator ge­ koppelt. Bei diesen Systemen forderte dann ein Dekodierstrom­ kreis eine geeignete Impulsfolgefrequenz für die gewählte Reichweite. Bei dem vorliegenden System ist aber nur ein einziges Trigger-Signal erforderlich.

Die Breite der übertragenen Impulse kann auch eine Funktion der Radarentfernungsteilungseinstellung sein. Es kann bei­ spielsweise wünschenswert sein, eine schmälere Pulsfolge bei einer kürzeren Entfernungsteilung zu wählen, um eine größere Auflösung zu erhalten, als bei der Verwendung längerer Pulsfolgen möglich sein würde, welche notwendig ist, um ein annehmbares Signal-Rauschverhältnis bei längeren Reich­ weiten zu erreichen. Es ist aber festgestellt worden, daß es nicht erforderlich ist, unterschiedliche Impulsbreiten für alle möglichen Entfernungsteilungswerte vorzusehen. Bei­ spielsweise sind bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel zehn verschiedene Entfernungsteilungen zwischen 0,25 und 64 Seemeilen vorgesehen. Es ist festgestellt worden, daß nur drei verschiedene Impulsbreiten von annähernd 60, 500 und 1000 Nanosekunden praktisch erforderlich sind. Es muß dann nur ein digitales Zwei-Bit-Signal zwischen dem Zeit­ generator 144 und dem Sendemodulator 118 gekoppelt werden, um unter den drei Impulsbreiten wählen zu können. Da viel weniger Impulsbreiten erforderlich sind als Entfernungsteilungs­ werte wählbar sind, müssen auch weniger Leitungen oder Signale zwischen dem Zeitgenerator 144 und dem Sendemodulator 118 geführt werden als bei den bekannten Systemen. Bei bereits bekannten Systemen wurde ein Trigger-Impuls in der MTR-Einheit erzeugt, welcher sowohl zum Modulator als auch zum Wieder­ gabestromkreis weitergeleitet wurde.

Aufgrund bestimmter Diagramme der normalerweise ver­ wendeten Modulatoren kann die Verzögerungszeit zwischen der Zufuhr eines Trigger-Impulses und der Erzeugung des tat­ sächlich übertragenen Impulses unterschiedlich sein. Dies ist insbesondere der Fall zwischen verschiedenen Bereichen. Aufgrund dieser im voraus nicht festlegbaren Verzögerungs­ unterschiede konnten die Ortungsobjekte in bekannten Radar­ systemen manchmal mit einer ungenauen zackigen Flanke wieder­ gegeben werden, welche entweder durch ein zu frühes oder ein zu spätes Starten des Abtastens verursacht wurde. Bei der vorliegenden Schaltung wird dieser Nachteil ver­ mieden.

Der Sendemodulator 118 erzeugt ein MTR-Quittungsimpuls zu Beginn jedes Sendeimpulses. Dieser zum Zeitgenerator 144 ge­ koppelte Quittungsimpuls kennzeichnet den Beginn des Startes der Radarabtastung für jeden der Videosignalsteuerkreise innerhalb der Anzeigeeinheit 140. Da der MTR-Quittungsimpuls genau auf den Beginn jedes Radarimpulses abgestimmt ist, wird für die Festhaltung und Abgrenzung benachbarter Abtastlinien auf den Wiedergabeschirm eine hohe Genauigkeit erreicht. Auf diese Weise werden die tatsächlichen Formen der Ortungs­ objekte genau ohne zackige Kanten wiedergegeben, die bei ungenauer Synchronisation des Beginns der Bild-Abtastung mit tatsächlichen Sendepulsen entstehen würden.

Der Sendemodulator 118 erzeugt auch ein genaues Zeitsteuer­ signal zwecks Steuerung der Verstärkung im Empfänger 120. Bekanntlich wird das genaue Zeitsteuersignal dazu verwendet, die Verstärkung des Empfängers 120 während jeder Radarimpuls­ folge zu variieren. Für Signale, die von nahegelegenen Ortungsobjekten empfangen werden, ist die Verstärkung gering. Auf diese Weise ist der Verstärkungsstromkreis im Empfänger 120 gegen Überlastung durch starke Signale nahegelegener Ortungsobjekte und örtlich entstandener Interferenz geschützt und es wird eine im wesentlichen konstante klare Wiedergabe er­ zeugt.

Das analoge, am Ausgang des Empfängers 120 erzeugte Video­ signal wird in einer seriellen Folge von digitalen Daten durch den Analog/Digital-Umsetzer 148 innerhalb der Anzeige­ einheit 140 umgesetzt. Die Geschwindigkeit, mit der das analoge Videosignal zwecks Digitalisierung abgetastet wird, und die Länge des Zeitabschnittes vom Beginn des Radarim­ pulses ab, während dessen das analoge Videosignal digitalisiert wird, ist abhängig von der festgelegten Radarreichweitenein­ stellung. Für kürzere Reichweiten ist eine höhere Abtastge­ schwindigkeit und ein kürzerer Zeitabschnitt zu verwenden.

Das digitalisierte Videosignal wird in einem digitalen Videodatenaufnahmespeicher 150 in Abhängigkeit von Steuer­ taktimpulse 11 des Zeittaktgenerators 144 aufgenommen. Der digi­ tale Datenaufnahmespeicher 150 speichert die digitalisierten Videosignale eines vollständigen Radarimpulszeitabschnittes. Die Entfernung der das Signal bei der Speicherung zugeordnet wird, ist selbst­ verständlich abhängig von der Reichweitenein­ stellung. Das digitale Videosignal wird aus dem digitalen Videodatenaufnahmespeicher 150 zwecks Wiedergabe durch die Kathodenstrahlröhre 172 während eines zweiten Zeit­ abschnittes ausgelesen, der ebenfalls durch die Geschwindig­ keit der Taktpulse des Zeittaktgenerators festgelegt wird. Die zweite Zeittaktperiode kann größer oder kleiner oder gleich der ersten Zeitperiode sein, während der das Video­ signal in den digitalen Videodatenspeicher 150 eingelesen worden ist. Das Herauslesen erfolgt vorzugsweise unmittelbar nach der ersten Zeitperiode und vor Anfang des nachfolgenden Radarzeitabschnittes. In den Ausführungsbeispielen ist der zweite Zeitabschnitt im wesentlichen konstant und unabhängig vom ersten Zeitabschnitt. Auf diese Weise kann mit dem konstanten Auslesezeitabschnitt die Schreib- oder Ablenkgeschwindigkeit des Strahls der Kathodenstrahl­ röhre 172 auch konstant gehalten werden, so daß die erzeugte Wiedergabe eine konstante Intensität unabhängig von der gewählten Radarentfernungsteilung hat. Für kurze Reichweiten ist der zweite Zeitabschnitt, währenddessen die digitalen Signale vom digitalen Videodatenaufnahmespeicher 150 heraus­ gelesen und wiedergegeben werden, im wesentlichen größer als der Zeitabschnitt währenddessen die Signale eingelesen wur­ den. Aufgrund der Vergrößerung des Zeitabschnittes ist die Schreibgeschwindigkeit des Strahles der Kathodenstrahlröhre 172 verringert gegenüber der Geschwindigkeit, die erforderlich wäre, wenn das Videosignal mit der gleichen Geschwindigkeit wieder­ gegeben werden müßte, mit der es empfangen wird. Deshalb ist die Helligkeit der Wiedergabe für kurze Reichweiteneinstellungen gegenüber den Verhältnissen bei traditionellen Systemen erhöht. Die Störungssperrschaltung 152 ist dazu vor­ gesehen, die Störeffekte zu beseitigen, die durch nahegelegene Radar­ sender, die im gleichen Frequenzband arbeiten, verursacht werden. Diese Art von Interferenz, welche durch den Empfang der von nahegelegenen Radargeräten ausgesendeten Im­ pulse verursacht wird, erscheint als eine Vielzahl von spiral­ förmigen Armen, die vom Zentrum des Bildschirms ausgehen. Die Störungsperrschaltung 152 dient dazu, die­ se Art von Interferenz aus der Radarwiedergabe herauszunehmen, ohne aber die Wiedergabe der gewünschten Ortungsobjekte wesentlich zu beeinflussen. Auf dem Steuerpult 146 ist ein Wähler angebracht, der es der Bedienungsperson ermöglicht, die Störungssperrschaltung 152 nach Wunsch ein- und auszu­ schalten. Das schließlich erhaltene Videoausgangssignal, das am Ausgang der Störungssperrschaltung 152 erzeugt wird, ist über den Video­ signaladdierer 160 zum Videoverstärker 166 durchgeschaltet.

Weiterhin ist eine einstellbare Reichweitenkennzeichen­ schaltung 154 vorgesehen. Diese Schaltung 154 erzeugt ein Ausgangsvideosignal in Form eines kurzen Impulses pro Video­ signal, um eine kreisförmige Reichweitenringkennzeichnung in einem bestimmten Abstand vom Zentrum der Radarwiedergabe darzustellen und zwar bestimmt durch Einstellung der Reich­ weitenkennzeicheneinstelleinrichtung 156. Die Reichweiten­ kennzeicheneinstelleinrichtung 156 kann Bestandteil des Steuerpultes 146 sein. Eine Wiedergabeeinrichtung 158 erzeugt eine digitale Anzeige des Abstandes zwischen der Radarantenne und dem Ortungsobjekt, auf das die ver­ änderliche Reichweitenkennzeichnung eingestellt wurde für die Bedienungsperson. Das durch die veränderliche Reich­ weitenkennzeichnungsschaltung 154 übertragene veränderliche Reichweitenkennzeichnungsvideosignal ist über den Video­ signaladdierer 160 zum Videoverstärker 166 durchgeschaltet. Der Zeittaktgenerator 144 liefert Takt- und andere Zeit­ signale, die für verschiedene Stromkreise in der Indikator­ einheit 140 verwendet werden. Ein interner Oszillator im Zeittaktgenerator 144 erzeugt die Taktpulse zu vorausbe­ stimmten Zeiten. Das Ausstrahlungsrichtungs-Meldesignal des Antennendrehmelders 112, welches jedesmal dann er­ zeugt wird, wenn der Antennenrichtstrahl die Vorwärtsrichtung des Schiffes passiert, wird durch die Taktpulse, die durch den Oszillator in dem Zeittaktgenerator erzeugt werden, erneut getaktet und als einen Videopuls über den Videosignal­ addierer 160 zum Videoverstärker 166 durchgeschaltet, um auf diese Weise eine Kennzeichnung auf dem Schirm zu er­ zeugen, damit der Bedienungsperson kenntlich gemacht wird, wann der Antennenstrahl den Bug des Schiffes passiert. Der Zeittaktgenerator 144 erzeugt auch das MTR-Trigger-Signal als einen Impuls in bestimmten festgelegten Intervallen in Abhängigkeit von der gewählten Radarreichweiteneinstellung am Steuerpult 146. Das MTR-Quittungssignal vom Sendemodulator 118 wird vom Zeit­ taktgenerator 144 dazu verwendet, ein Abtasttorsignal als logisches Signal zu erzeugen, welches den "high"- oder Aktivzustand im Zeitabschnitt während der Videosignale empfangen werden, annimmt. Das Abtasttorsignal wird, sobald das MTR-Quittungssignal empfangen worden ist, in den aktiven Zustand gesetzt und in den "low" oder inaktiven Zustand am Ende des Zeitabschnittes abhängig von der gewählten Reich­ weiteneinstellung gebracht.

Auf dem Steuerpult 146 sind verschiedene von der Bedienungs­ person betätigbare Steuermittel angebracht, die zur Ein­ stellung und Bestimmung der Betätigung verschiedener Strom­ kreise im Radarsystem dienen. Es ist eine Reichweiten­ steuerung vorgesehen, die die maximale Entfernung dar­ zustellender Ortungsobjekte bestimmt. Dieser Abstand ent­ spricht dem Abstand zum Rand des Kathodenstrahlröhren-Bildschirmes. Die Ein- und Ausschalter sind zur Steuerung der MTR-Ver­ sorgungseinheit 122, des Motors 106 der Antenne 101 über die MTR-Versorgungseinheit 122, der Störungssperrschaltung 152, der einstellbaren Reichweitenkennzeichnungsschaltung 154 und der Anzeigeversorgungseinheit 174 vorgesehen. Es ist ein Schalter zur Auswahl zwischen Vorwärtsrichtung (die Richtung, in der das Schiff gesteuert wird) oder Nordrichtung am oberen Ende der Wiedergabedarstellung vorgesehen.

Für die Ansteuerung von Wiedergabegeräten, bei denen Nord lieber als die Vorwärtsrichtung des Schiffes im oberen Teil des Bildschirmes wiedergegeben wird, modifiziert der Nordstabilisierungsstromkreis 142 die vom Antennen­ drehmelder 112 empfangene Signale, bevor diese zu dem Wieder­ gabeeinstellungsfunktionsmelder 162 durchgeschaltet werden. Andererseits werden für Wiedergabegeräte, bei denen die Vorwärtsrichtung des Schiffes im oberen Teil des Schirmes dargestellt wird, die Signale von dem Antennen­ drehmelder 112 direkt zu dem Wiedergabeeinstellungsmel­ der 162 durchgeschaltet. Der Wiedergabeeinstellungsmel­ der 162 empfängt sowohl die Ausgangssignale vom Antennendreh­ melder 112, als auch vom Nordstabilisierungsstromkreis 142 in Form von modulierten Sinus- und Kosinuswellen und er­ zeugt daraus Gleichspannungen für jede Radarabtastung, und zwar zur Wiedergabe von X- und Y-Abtastschritten. Der Abtastwellengenerator 164 erzeugt X- und Y-Sägezahnwellen, deren maximale Amplituden von den Gleichspannungen des Wie­ dergabeeinstellungsmelders 162 bestimmt werden. Die Erzeugung von zwei Sägezahnwellen beginnt zu einem Zeit­ punkt, der durch den Beginn des verzögerten Abtasttorsignals der Störungssperrschaltung 152 gekennzeichnet wird, wobei dieses Signal wiederum durch Verzögerung des Abtasttorsignals des Zeittaktgenerators 144 um ein oder mehrere Taktperioden zur Ermöglichung der Funktion der Störungs­ sperrschaltung 152, erzeugt wird. Die X- und Y-Sägezahnwellen sind jeweils zu X- und Y -Ablenkverstärkern 168 durchgeschaltet, wo sie verstärkt und zu X- und Y-Ablenkspulen 170 zwecks der in bekannter Weise erfolgenden Ablenkung des Strahles der Kathodenstrahlröhre durchgeschaltet werden. Der Ausgang des Videoverstärkers 166 ist zur Kathode 176 der Kathodenstrahl­ röhre 172 zwecks Modulierung der Strahlenintensität geführt.

Die hohe Spannung, die der Beschleunigungsanode der Kathoden­ strahlröhre 172 zugeführt wird, und alle anderen Steuer­ spannungen für die verschiedenen Stromkreise in der Anzeige­ einheit 140 schließen die Spannungen zur Vorspannung und Steuerung aller enthaltener logischer Stromkreise ein und werden von der Anzeigeversorgungseinheit 174 erzeugt. Die Versorgungseinheit 174 ist wie der MTR-Versorgungs­ einheit 122 vorzugsweise als DC/DC-Konverter ausgebildet, der an seinem Ausgang eine Vielzahl von Speise-Gleichspannun­ gen erzeugen kann, die die erforderlichen Eigenschaften aufweisen. Die Zerhackerfrequenzen der Anzeige­ versorgungseinheit 174 und der MTR-Versorgungseinheit 122 sind zwischen den Impulsfolgefrequenzen liegend gewählt, die vom Zeittaktgenerator 144 bei einer jeweiligen Reichweiten­ einstellung und vom Analog/Digital-Umsetzer 148 zur Digitalisierung des Analogvideosignals verwendet werden. Durch die Betätigung der Versorgungseinheiten mit einer Zerhackerfrequenz zwischen der Impuls­ folgefrequenz und der Digitalisierungstaktfrequenz werden Störungsmöglichkeiten ausgeschlossen.

In der Fig. 3 ist ein Blockschaltbild einer der vorhandenen Versorgungseinheiten 122 oder 174 dargestellt. Es muß im voraus bemerkt werden, daß alle Versorgungseinheiten im wesentlichen in der Struktur gleich sind, aber jeweils unterschiedliche Ausgangsspannungen entsprechend den je­ weiligen Forderungen liefern. Jede Versorgungseinheit kann ein oder mehrere Spannungsversorgungseinrichtungen, wie in dem Block­ schema der Fig. 3 dargestellt ist, entsprechend den zu liefernden Spannungen und Strömen enthalten.

Die einzugebende Wechselspannung oder Gleichspannung ist zum Eingang des Verstärkers und Filters 200 gekoppelt, welche eine nicht stabilisierte Gleichspannung erzeugt. Diese nicht stabilisierte Gleichspannung wird zum Zerhacker 312 gegeben, wo diese Spannung durch die Zerhackersteuerung 202 in einem gesteuerten Takt zerhackt wird. Der Ausgang des Zerhackers 312 wird über das Filter 316 dem Ver­ sorgungsinverter 318 gegeben. Die Aussteuerung für den Ver­ sorgungsinverter 318 wird mittels des Basistreibers 250 zu­ geführt. Die Vorreglerschaltung 201 führt die Vorspannungen, die von der nicht stabilisierten Eingangsgleichspannung für den Zerhacker 312 erzeugt werden, dem Basisstromtreiber 250 und der Zerhackersteuerung 208 zu. Der Zerhacker 312 zerhackt die gefilterte Gleichspannung mit einer vorbe­ stimmten Geschwindigkeit, welche höher gewählt wird als die Impulsfolgefrequenz, aber niedriger als die Digitalisierungs­ geschwindigkeit des Videosignales. Auf diese Weise werden Störungen bezüglich der Funktion der Stromkreise bei unter­ schiedlichen Geschwindigkeiten auf ein Mindestmaß zurückge­ führt.

Die zerhackten Ausgabesignale des Versorgungsinverters 318 werden der Primärseite des Versorgungsübertragers 264 (siehe Fig. 4B) zugeführt. Entsprechend den gewünschten Ausgangs­ spannungen sind die Sekundärwicklungen dieses Übertragers 264 unterteilt, zusammengeschaltet, bzw. angezapft.

Die Verstärker und Filter 320 in Fig. 3, welche mit den verschiedenen Sekundärwicklungen des Versorgungsübertragers 264 verbunden sind, erzeugen die gewünschten Ausgangsgleich­ spannungen mit der vorgeschriebenen Glättung. Die Regelung der Ausgabespannung wird erreicht durch Regelung der dem Versorgungsinverter 318 über das Filter 316 zugeführten, am Ausgang des Zerhackers 312 erzeugten Eingangsspannung. Zwei getrennte Stromabtastungen werden durchgeführt, und zwar eine am Ausgang des Zerhackers 312 und die andere am Ausgang des Versorgungsinverters 318. Der Bezugsverstärker 310, vorge­ spannt durch Ausgangsspannungen der Verstärker und Filter 320, verstärkt die abgetasteten Ausgabesignale des Versorgungsin­ verters 318 auf ein geeignetes Niveau, um mit dem abgetasteten Strom kombiniert zu werden, der am Ausgang des Zerhackers 312 entnommen wird. Der die Ausgangsspannung einstellende Stromkreis 314 bewertet die eingegebene Größe, um eine Steuerspannung am Eingang des Zerhackersteuerstrom­ kreises 202 zu erzeugen.

Anhand der Fig. 4A, 4B, 5 und 6 seien Einzel­ heiten des betrachteten Ausführungsbeispieles beschrieben. Die Fig. 4A und 4B zeigen, wie die Eingangsspannung zum Eingang des Verstärkers und des Filterstromkreises 200 über die Sicherung 203 und den Eingang der HF-Entstörungsdrossel 205 und des Verstärkers 207 zugeführt werden. Vier Dioden 207 liegen in einer Zweiwege­ gleichrichterbrücke für 220 Volt Wechselspannung oder Gleichspannung, oder aber es werden zwei Dioden in einer Halbwellenspannungsverdopplungs­ schaltung für 115 Volt Wechselspannung ver­ wendet. Die Eingangskapazitäten 215 und 216 sind be­ züglich des Vollwellen-Gleichrichterbetriebes in Reihe ge­ schaltet oder liegen parallel zur Spannungsverdopplungsschaltung. Das Ergebnis erscheint als Gleichspannung von 250 bis 350 Volt nicht stabilisiert am Eingang der untersetzenden Zerhacker-Transistoren 225 und 226, wenn die eine Verzögerung des Startes bewirkenden Heißleiter 209, 213 und die HF-Entstörungsdrosseln 208 und 214 durchgesteuert sind.

Der geeignete Ein- und Ausschaltearbeitszyklus für die Transistoren 225 und 226 im Zerhackerstromkreis 312 wird durch die Zerhackersteuerung 202 durch Steuerung der Breite der Einschaltimpulse bestimmt, welche der Basis jedes Transistors zugeführt werden. Veränderungen bezüglich der Ausgangsspannung werden als Fehlersignale zu der Zerhackersteuerung 202 zurückgekoppelt, wo diese dann verarbeitet werden, um geeignete Arbeitszyklusimpulsbreiten für die gewünschte Ausgangsspannung zu bestimmen. Der Filterkreis 216 enthält eine Drossel 231 , einen Kondensator 268 und Widerstände 267 und 269 bis 271 und bringt die mittlere Ausgangsspannung des Zerhackerstromkreises 312 auf einen regelbaren Gleichspannungspegel in der Größenordnung von 120 bis 190 Volt, und zwar abhängig von den Belastungs­ anforderungen und Spannungen am Ausgang.

Die regelbaren 120 bis 190 Volt Gleichspannung des Ausganges des Filters 316 setzt die Betriebsspannung für die Ver­ sorgungsinverterschaltung 318 fest, welche im wesentlichen die Transistoren 260 und 261 aufweist. Die Transistoren 260 und 261 werden im Gegentaktmodus gesteuert, um die Mittelan­ zapfung der Primärwicklung des Versorgungsübertragers 264 auszusteuern. Es wird ein Arbeitszyklus von annähernd 90% verwendet, um eine maximale Leistungsübertragung zu erhalten. Die Impulsbreiten, welche den zwei Transistoren zugeführt wer­ den, bedürfen nur geringfügiger Nachstellungen und werden vom Basistreiber 250 in beschriebener Weise durchgeführt, um einen Stromabgleich zwischen den beiden Transistoren zu erhalten.

Die Sekundärseite des Versorgungsübertragers 264 weist drei getrennte Sekundärwicklungen auf, von denen die eine mehrere Anschlüsse aufweist, um damit unterschiedliche Be­ triebsspannungen liefern zu können. Der Ausgangskreis ist nur als Beispiel gezeigt. Es können auch andere Verdrahtungen der Sekundäranzapfungen, Verstärker und Filter verwendet werden um eine andere Kombination von Ausgangsspannungen zu erhalten. Im gezeigten Beispiel ist die oberste Anzapfung des Übertragers zur Lieferung von 1250 Volt Gleichstrom zum Betrieb der Modulatorröhre des Senders/Modulators 118 vorge­ sehen.

Anhand der Fig. 5 sei die Funktion der Vorreglerschaltung 201 beschrieben. Die Aufgabe der Vorreglerschaltung 201 besteht darin, die Vorspannungen und die Arbeitsspannungen für die verschiedenen Schaltkreise in der Stromversorgung mit Ausnahme der Schaltspannungen hoher Leistung und der Ausgangsspannungen zu liefern. Die Basiseingabe für die Vor­ reglerschaltung 201 ist die nichtgeregelte Ausgleichsgleich­ spannung des Eingangsverstärker- und Filterstromkreises 200 mit einer nominalen Spannung von 300 Volt Gleichspannung (vergleiche Fig. 3). Diese wird über die Eingangssicherung 401 (Fig. 5) dem Kollektor des Schalttransistors 460, der mit der Mittelanzapfung der Primärwicklung des Vorspannungs­ übertragers 440 verbunden ist, zugeführt. Während der Ein­ schaltung des Systems liefert der Einschaltstromkreis, der im wesentlichen aus dem Transistor 404 besteht, eine Ein­ schaltvorspannung für den Betrieb des Stromkreises, bis der geeignete Gleichspannungspegel der Vorspannung für die Vor­ reglersteuerung am Vorspannungsübertrager 440 erreicht ist.

Ein 40 KHz Rechteckwellenbezugssignal wird vom 40 KHz Oszillatorstromkreis am Ausgang (Klemme 3) des Taktgebers 408 erzeugt. Die Frequenz dieser Rechteckwelle wird durch die Widerstände 411 bis 413 und den Kondensator 414 be­ stimmt und mit dem veränderlichen Widerstand 411 eingestellt. Dieses Rechteckwellensignal bestimmt schließlich den Arbeits­ zyklus des Schalttransistors 460 durch den impulsbreitemodulierten Treiberbereich des Schaltkreises für die Impulsbreite, dessen wichtigster Bestandteil der Taktgeber 409 ist. Die unverzögerte Spannung, die der Eingangsklemme 6 des Taktgebers 409 zugeführt wird, ist eine Funktion der Zeit­ konstante des Zeitgliedes bestehend aus dem Widerstand 418 und dem Kondensator 425. Nach dem Ansteuern mittels des Rechteckwellensignals von 40 KHz über die Klemme 2 des Zeit­ taktgebers 409 erhöht sich die Spannung an der Klemme 6, bis diese den Pegel der Störungssignalspannung erreicht, die der Klemme 5 zugeführt wird. Dieser Zeitabschnitt bestimmt die Einschaltezeit der Arbeitskreissteuerung des Schalt­ transistors 460 und damit die Primärspannung des Vorspannungs­ übertragers 440. Die Spannung an der Klemme 6 klingt dann ab bis einen nachträglichen Ansteuerimpuls, welche der Klemme 2 zugeführt wird, den Vorgang wiederholt. Wenn die Fehlersignal­ spannung, welche der Klemme 5 zugeführt wird, sich verändert, verändert sich auch die Einschaltezeit des Arbeitskreises.

Der Teil der Primärwicklung des Übertragers 440, zu dem die Diode 432 gekoppelt ist, hat zwei Aufgaben: 1. ist die Vorspannung für die gesamte Vorreglerkreisfunktion zu liefern und 2. ist die Spannung am Eingang des Verstärkers 427 für die Erzeugung der Fehlersignalspannung, die dem Zeittakt­ geber 409 zugeführt wird, zu bestimmen. Die Veränderungen der Ausgangsspannungen an den verschiedenen Sekundärwicklungen werden auf die Spannung parallel der Primärwicklung über­ tragen. Die zu dem Eingang des Verstärkers 427 zugeführte Spannung verändert den Gleichspannungspegel an der Ausgangs­ klemme 6 des Verstärkers 427, um den Arbeitszyklus des Schalttransistors 460 wie gefordert auf 150 Volt Gleich­ spannung bezüglich des restlichen Primärteiles des Vor­ spannungsübertragers 440 zu halten. Diese Regelung hält die Spannung an der Kapazität 453, welche teil­ weise als ein LC-Filter mit der Primärwicklung bei einer konstanten Gleichspannung von 150 Volt arbeitet. Dies stellt einen genauen Vorspannungspegel an der Sekundärseite des Übertragers sicher. Der veränderliche Widerstand 434 kann so eingestellt werden, daß die sekundären Ausgangsspannungen mit ihrem Pegel festgelegt werden können.

In der Fig. 6 ist eine schematische Darstellung des Zer­ hackersteuerstromkreises 202 gezeigt. Der Zerhackersteuer­ stromkreis 202 enthält den Stromkreis der die Arbeitszyklus­ pulsbreite für die Eingabesteuersignale für den Zerhacker 312 derart steuert, daß die gesamte Ausgangsspannung der Schaltung stabilisiert wird. Drei Primärstromkreise in dem Zerhackersteuerstromkreis 202 sind für diese Steuerung entsprechend angeordnet. Es handelt sich hier um den Spannungs­ fehlerverstärker (spannungsempfindlicher Verstärker 514 und optoelektrischer Isolator 518), ferner um die Schaltung zur Abtastung niedriger Spannungen und zur logischen Abschaltung (Transisto­ ren 527 und 530, sowie optoelektrischer Isolator 516) und um den Strombegrenzungsfehlerverstärker (Verstärker 545). Der Ausgang jedes dieser Stromkreise erscheint als ein Gleich­ spannungsfehlereingabekreis für das analoge "Oder"-Gatter, das aus den Dioden 538, 539 und 544 besteht. Die größte der drei Eingangsspannungen gelangt durch das "Oder"-Gatter zu der Vergleicherschaltung für konstanten Strom, bestehend aus den verstärkenden Transistoren 556, 560, 561 und 570. Hier wird das Ausgabesignal mit dem relativ kon­ stanten 40 KHz Sägezahnsignal verglichen, welches von einem Trigger durch die Vorreglerschaltung 201 erzeugt wird, welche parallel zum Kondensator 577 geschaltet ist. Der Ver­ gleicherausgang an den Kollektoren der Transistoren 560 und 561 erfolgt in Form von Rechteckwellenpulsen, die an der Basis des Transistors 584 zwecks zeitgerechter Steuerung positiv sind und welche zwecks Abschaltung entsprechend komplementär ins Negative gehen, und zwar entsprechend dem der Basis des Transistors 583 zugeführten Potentials. Die sich ergebende Spanung am Kollektor des Transistors 584 wird gleichzeitig zugeführt, um den Steuertransistoren 588 und 596 eine Vorspannung ebenfalls mit der 40 KHz-Wieder­ holungsgeschwindigkeit zu geben.

Nur eine der Basisaussteuertransistoren 588 und 596 wird jedesmal dann, wenn die Emitter mit 4,5 Volt Sekundär­ spannung des Übertragers 440 des Vorreglerkreises 201 ver­ bunden sind, wirksam. Es muß also, wenn einer der Transistoren 588 oder 596 wirksam geschaltet ist, jeweils der andere zwangsweise abgeschaltet sein. Da die Wellenform der Spannung des Übertragers bei einer 20 KHz-Gechwindigkeit mit dem mit 40 KHz wirksamen Vergleicher synchronisiert ist, sind nur abwechselnd Signale zu den Zerhackertransistoren 225 und 226 des Zerhackerstromkreises 312 gekoppelt.

Im Betrieb wird jede Tendenz des Schaltungsausganges, seine Spannung zu erhöhen, von dem die Spannung ab­ tastenden Verstärker an den Eingängen des Verstärkers 514 festgestellt. Der Ausgang des Verstärkers 514 steuert den Betriebspegel des optoelektrischen Isolators 518 und deshalb verringert die Spannung an der Anode der Diode 538 den Spannungspegel des Gatters des Vergleichers und damit wird die Impulsbreite, welche die Einschaltezeit des Zerhacker­ transistors steuert, verringert, wenn das Ausgangssignal der Spannungsversorgungseinrichtung erhöht wird.

Wenn im Strombetrieb gearbeitet wird, entspricht die Spannung an der Diode 544 der Steuerspannung des Verstärkers 544. Eine festgelegte Spannung an der Diode 539, bestimmt durch die Widerstandswerte der Widerstände 529 und 533, setzt eine maximale Impulsbreite fest, um zu verhindern, daß die Zerhackertransistoren 225 und 233 der Zerhackerschaltung 312 gleichzeitig eingeschaltet werden, wodurch deren Zerstörung vermieden wird.

Die Transistoren 527 und 530 sind zur Abschaltung des Arbeits­ zyklus bei einem Zustand mit geringer Vorspannung vorgesehen. Wenn die Eingangsvorspannung unterhalb ein bestimmtes Niveau fällt, wird der Transistor 530 wirksam, wodurch eine Gleich­ spannung der Diode 539 zugeführt wird, welche größer als das Sägezahnspannungsniveau ist. Der Arbeitszyklusausgang des Ver­ gleichers wird vollständig abgeschaltet, um das Wirksamwerden der Zerhackertransistoren 225 und 226 zu verhindern.

In der Fig. 7 ist eine schematische Darstellung der Basis­ treiberschaltung 250 gezeigt. Die Basistreiberschaltung 250 hat die Hauptfunktionen der Basissteuerung, um die Transisto­ ren 260 und 261 des Versorgungsinverters 318 zu betätigen, der Lieferung von Vorspannungen zur internen Verwendung und der Abschaltung bei Überspannungen.

Ein Einschaltekreis, der den Transistor 616 enthält, liefert eine 5 Volt-Steuerspannung für die flip/flop-Schaltungen 663 und 664 und eine Einschaltspannung für die Zeit­ schaltstromkreise 630 und 636, sowie die damit verbundenen Stromkreise. Wenn die Spannung am Eingang J 3-5 von der Vor­ reglerschaltung 201 sein +5 Volt-Betriebsspannungspegel er­ reicht, wird die Diode 620 in Sperrichtung betrieben und schaltet den Transistor 616 unwirksam. Die 5 Volt-Betriebs­ spannung wird dann direkt von der ankommenden 5 Volt-Leitung zugeführt.

Der Ansteuereingang der Vorreglerschaltung 201 wird von dem Trigger-Verstärkertransistor 628 zwecks Synchronisation des Bezugstaktsignals verstärkt, das von dem Oszillator, der hauptsächlich aus der Zeittaktschaltung 630 und anderen damit verknüpften Zeitschaltkomponenten besteht, erzeugt wird. Während der Einschaltezeit läuft der Bezugstakt frei weiter, bis die Vorspannung den Betriebspunkt erreicht. Zu diesem Zeitpunkt ist die Zeittaktschaltung 630 mit dem Bezugstakt der Vor­ reglerschaltung 201 synchronisiert. Ein schmaler 40 KHz Taktpuls wird der Ausgabeklemme 3 der Zeittaktschaltung 630 zugeführt, welche dann die flip/flop-Schaltungen 663 und 664 aussteuert. Die Ausgänge der flip/flop-Schaltung 664 wechseln an den Klemmen 12 und 13 die Zustände mit jedem nachfolgenden Takt­ puls, um den Basistreiber für die Vorspannungsinvertertransisto­ ren 679 und 681 einzustellen.

Der 40 KHz-Zeittakt der Zeittaktschaltung 630 wird auch dem Ausgleichssteuervergleicher einschließlich dem Zeittaktgeber 636 und seinen dazugehörigen Zeitgliedern, bestehend aus Wider­ ständen und Kapazitäten, zugeführt. Der Ausgangsarbeitszyklus an der Ausgangsklemme 3 der Zeittaktschaltung 636 ist von dem Transistor 653 des Fehlerausgleichsverstärkerteiles des Strom­ kreises invertiert und wird der Basis der Transistoren 621 und 699 zugeführt. Mit dem 20 KHz-Signal, welches den Treibern über den Überträger 682 zugeführt wird, und mit den 40 KHz- Pulsen, welche jeder Basis zugeführt werden, erscheinen nur die abwechselnden Zeittaktausgänge als Treiberausgänge für die Hauptinverterschalttransistoren 260 und 261 des Ver­ sorgungsinverters 318. Die Impulsbreite an der Ausgangsklemme 3 der Zeittaktschaltung 636 bestimmt die Ausschaltezeit der Transistoren 260 und 261 und stellt den etwaigen Stromaus­ gleich zwischen den Transistoren 260 und 261 her. Die Impuls­ breite, beispielsweise 2,5 Mikrosekunden, und deshalb die Abschaltezeit wird von dem Fehlerverstärker, der den Transistor 651 enthält, festgestellt, der eine Fehlersignal­ spannung zur Eingabeklemme des Zeitschaltestromkreises 636 zurückkoppelt. Je größer der Fehler ist, desto breiter sind die von der Zeittaktschaltung 636 erzeugten Impulse. Der genaue Strom­ abgleich für die Transistoren 260 und 261 des Versorgungs­ inverters 318 wird deshalb aufrechterhalten.

Der Übertrager 682 ist die Vorspannungsquelle für die logische Ein/Ausschaltevorspannung, zur Steuerung des Basisstromes der Zerhackersteuertransistoren 588 und 596 der Zerhackersteuerung 202 und zur Basisstrom­ steuerung der Transistoren 260 und 261 des Versorgungsin­ verters 318. Die primärseitige Steuerung des Über­ tragers 682 wird von den Steuertransistoren 679 und 681 im Gegentaktmodus vorgenommen. Die Transistoren 679 und 681 werden durch basisstromgesteuerte Eingänge der Flip/Flop- Schaltung 664 gesteuert. Die Flip/Flop-Schaltung 664 ist mit dem 40 KHz Zeittaktsignal, wie bereits vorstehend er­ wähnt ist, synchronisiert. Die Flip/Flop-Schaltung 664 liefert also ein 20 KHz Gegentaktausgabesignal für die Basissteuerung des Vorspannungsinverters.

Ein Schutzkreis gegen Überspannungen ist ebenfalls vorgesehen, und enthält den Verstärker 609 und den optoelektrischen Isolator 612. Unter normalen Ausgangsbedingun­ gen erhält die Klemme 9 der Flip/Flop-Schaltung 663 ein hoher Pegel, wodurch eine positive Ausgangsspannung des Vor­ spannungsinverterstromkreises aufrechterhalten wird. Gleich­ gültig ob eine Überspannungsbedingung am Ausgang besteht, reagiert der Verstärker 609 über seine Eingabeab­ tastleitungen, welche mit den Ausgabeleitungen des Filter­ kreises 316 gekoppelt sind. In diesem Falle wird ein Strom über den optoelektrischen Isolator 612 gegeben, wodurch der Ausgabetransistor leitend wird und ein logisches niedriges Signal an die Klemme 6 der Flip/Flop-Schaltung 663, das heißt, an dem freien Eingang anschaltet. Das Ausgangssignal der Klemme 9 der Flip/Flop-Schaltung 663 wird anschließend niedrig geschaltet, um den freien Eingang der Flip/Flop- Schaltung 664 ebenfalls niedrig zu schalten, wodurch diese Flip/Flop-Schaltung ebenfalls frei geschaltet wird. Der Flip/Flop-Kippvorgang wird dabei gesperrt, indem die ge­ steuerte Basis zum Vorspannungsinverterstromkreis erneut ge­ schaltet und die Einrichtung damit abgeschaltet wird. Die dem System zugeführte Eingangsleistung muß dann zur Fort­ setzung des Betriebes abgeschaltet und dann wieder eingeschaltet werden.

Es sei jetzt anhand der Fig. 4 die Erzeugung der Fehlersteuerspannung beschrieben. Die abgetastete Spannung, die zum Spannungsab­ tastungsverstärker 514 in der Zerhackersteuerschaltung 202 gekoppelt wird, ist in Wirklichkeit eine Spannung, die sich zusammensetzt aus der Summe von zwei getrennten, hinsichtlich Stromstärke abgetasteter Signale. Es hat sich herausgestellt, daß durch die Verwendung von zwei abgetasteten Signalen an­ stelle eines Signales eine genauere Steuerung bezüg­ lich der schließlich erhaltenen Ausgangsspannungen erhalten werden kann.

Das erste der abgetasteten Signale wird über den Widerstand 272, der in Reihe mit den gekoppelten Emittern der Versorgungs­ invertertransistoren 260 und 261 geschaltet ist, erzeugt. Die Spannung am Widerstand 272 verändert sich demnach ent­ sprechend dem Ausgangsstrom an der Sekundärseite des Über­ tragers 264. Der Bezugsverstärker 310 verstärkt diese Spannung auf einen geeigneten Pegel. Die zweite der Abtastspannungen wird am Widerstand 230 in Reihe mit dem Ausgangsstrom des Filters 316 erzeugt. Zwei abgetastete Spannungen werden über die Widerstände 236 bis 238 mit der zusammengesetzten Abtast­ spannung zur Zerhackersteuerung 202 durchgeschaltet. Der veränderliche Widerstand 238 enthält eine Größeneinstellung bezüglich der abgetasteten Spannung, welche es der Bedienungs­ person ermöglicht, die schließlich erzeugten Ausgangsspannungen ein­ zustellen.

Claims (6)

1. Gleichstromversorgungseinrichtung für Impulsradargeräte, welche in einer Modulator- und Sendeeinheit (102) gebildete Radarsendeimpulse mit bestimmter Pulswiederholungsfrequenz aussenden und in denen eine Digitalisierung empfangener Radar­ echosignale mit bestimmter Abtastfrequenz vor Wiedergabe in einer Anzeigeeinheit (140) vorgenommen wird, dadurch gekenn­ zeichnet, daß DC/DC-Konvertermittel (122, 174, Fig. 3) zur Gleichstromversorgung der Anzeigeeinheit (140) und der Modula­ tor- und Sendeeinheit (102) dienen und daß die Zerhackerfre­ quenz der DC/DC-Konvertermittel (122, 174, Fig. 3) von der Pulswiederholungsfrequenz der Radarsendeimpulse und der Abtast­ frequenz der digitalisierten Radarechosignale verschieden ist, insbesondere zwischen den beiden letztgenannten Frequenzen liegt.

2. Gleichstromversorgungseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die DC/DC-Konvertermittel (122, 174, Fig. 3) eine erste DC/DC-Konvertereinheit, welche eine bestimmte geregelte Gleichspannung liefert und mit einer ersten Zerhackerfrequenz arbeitet, sowie eine weitere DC/DC-Konvertereinheit enthält, welche zur Lieferung einer Mehrzahl von Ausgangsgleichspannungen dient und welche mit einer zweiten Zerhackerfrequenz arbeitet, wobei beide Zerhackerfrequenzen zwischen der Pulswiederholungsfrequenz der Radarsendeimpulse einerseits und der Abtastfrequenz der digitalisierten Radarechoimpulse andererseits liegen.

3. Gleichstromversorgungseinrichtung nach Anspruch 2, ge­ kennzeichnet durch eine Impulsbreiten-Steuerung in dem DC/DC-Konvertermitteln in Abhängigkeit von einem Bezugs­ signal, welches die Kombination eines den Ausgangsstrom der ersten DC/DC-Konvertereinheit anzeigenden Signals und eines den Ausgangsstrom der weiteren DC/DC-Konverter­ einheit anzeigenden Signals darstellt.

4. Gleichstromversorgungseinrichtung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erste DC/DC-Konverterein­ heit eine Mehrzahl parallel zueinander betriebener Transistoren enthält.

5. Gleichstromversorgungseinrichtung nach einem der An­ sprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite DC/DC-Konvertereinheit mindestens 2 im Gegentakt be­ triebene Transistoren enthält.

6. Verwendung einer Gleichstromversorgungseinrichtung nach dem kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 oder einem der Ansprüche 2 bis 5 für Impulsradargeräte, bei welchen die Abtastfrequenz für die Digitalisierung der empfangenen Radarechosignale in Abhängigkeit von einer Radarreichweiteneinstellung veränderbar ist, eine Zwischenspeicherung der digitalisierten Radarechosig­ nale in einem Speicher erfolgt, aus dem die digitali­ sierten Radarechosignale zur Anzeigeeinheit hin mit einer Lesetaktfrequenz herauslesbar sind, die gleich oder kleiner als die genannte Abtastfrequenz ist und insbesondere für einige Reichweiteneinstellungen konstant ist.