DE2316889A1

DE2316889A1 - Traegerfrequenznachlaufschaltung

Info

Publication number: DE2316889A1
Application number: DE2316889A
Authority: DE
Inventors: John W Gray
Original assignee: Singer Co
Current assignee: Singer Co
Priority date: 1972-04-14
Filing date: 1973-04-04
Publication date: 1973-10-25
Also published as: IT981801B; FR2179781A1; JPS4921092A; US3748590A; FR2179781B1; JPS5438479B2; CA988190A; GB1363396A; DE2316889C3; DE2316889B2

Description

Tr äger f r e quenznachl auf s chal t ung

Bei den "bekannten Mikrowellen-Landesystemen für Luftfahrzeuge werden die typischen Abtaststrahlsysteme verwendet, wobei mit Hilfe von Richtantennen kleine aufeinanderfolgende Winkelsegmente des Operationsgebietes beleuchtet werden. Das ständig laufende Abtaststrahlsystem rotiert mit einem derart räumlichen Strahlenverlauf, daß eine dauernde Abtastcharakteristik erzeugt wird. Fein- und Grob-Schrittsysteme arbeiten dabei in einer ähnlichen Weise, wobei der Hauptunterschied in der Schrittbreite des bewegten Strahls zu sehen ist.

Die Winkelposition des Strahls in Bezug auf das erwünschte Landeobjekt wird auf den Strahl in Form eines frequenzmodulierten Signals übertragen, wobei jede einzeln modulierte Frequenz einen Teil der Winkelabweichung von dem erwünschten Landeobjekt charakterisiert. Wenn der Strahl das beobachtete Luftfahrzeug abtastet, wird eine Durchschnittsfrequenz gemessen und daraus ist der entsprechende Winkel des Strahls feststellbar. Andere Nachlaufschaltungen verwenden viele Möglichkeiten der Digitaltechnik, die auf demselben Prinzip beruht. Sie bestimmen z.B. den durchschnittlichen frequenzmodulierten Ton während der Ruhezeit durch Zählung der fre-

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juenzmo duller ten Schwingungen, welche ab: einer bestimmten Schwelle zwischen dem Anstiegspunkt und dem. Abfallpunkt der Abtastkurve eines Abtaststrahls liegen. Weiterhin messen sie die Zeit zwischen diesen beiden Punkten mit einem genauen digitalen Takt und dividieren dann die Anzahl der Schwingungen durch die Taktzeit um. eine Durchschnittsfrequenz zu erhalten. Die Nachteile dieser Technik bestehen darin, daß die Winkelinformation des Strahls in der Nähe des Strahlenumkehrpunktes durch unerwünschte reflektierte Strahlen weniger genau als im Schwellenbereich bestimmt wird; in den bevorzugten Systemen dieses Bereiches wird jedoch die Digitaltechnik nicht verwendet. Auch die frequenzmodulierten Nulldurchgänge fallen im Normalfall nicht mit den Anstiegs- und. Abfall schwell en zusammen. Es ist daher sowohl schwierig als auch teuer, die genaue Breite einer frequenzmodulierten Schwingung zu< messen und darüberhinaus ist für die Digitaltechnik zur Erlangung der Winkelinformation ein sehr* teurer hochfrequenter Takt notwendig.

Es ist daher die'Aufgabe der Erfindung, eine Trägerfrequenznachlaufschaltung für geschlossene Schleifen zu schaffen, welche die Analogtechnik zur Verfolgung der Trägerfrequenz eines intermittierend empfangenen Funkleitstrahls derart verwendet, daß an ihrem Ausgang ein nicht intermittierendes Frequenzsignal erscheint, das jederzeit eine zahlenmäßige Angabe der entsprechenden Trägerfrequenz erlaubt und das als Fehlersignal sowohl für die Feststellung der Abweichung einer vorhergehenden Frequenzbestimmung als auch zur Bestimmung einer neuen Bezugsfrequenz dient.

Die Lösung der erfindungsgemäßen Aufgabe sowie deren vorteilhafte Weiterbildungen sind den Patentansprüchen zu entnehmen.

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Die Trägerfrequenznachlaufschaltung verwendet dazu jenen Teil des empfangenen Signals, der die Informationen für die Winkelpo s it ion enthält. Das Eingangsspektrum wird in zwei Gegentaktmodulatoren mit dem Sinus und dem Kosinus des geteilten Ausgangs des spannungsgesteuerten Empfängeroszillators moduliert. Nachdem die modulierten Signale durch ein Tiefpassfilter gelangt sind, werden IFrequenzdifferenzen, welche 6) proportional sind zwischen dem Eingangs Spektrum und der Bezugsfrequenz des Empfängeroszillators erzeugt. Diese Signale können durch A je sin 6»t und A χ cos Ot dargestellt und jeweils einer Differentiationsstufe zugeführt werden. Jede dieser Differenzfrequenzen wird zusammen mit dem die Ableitung der anderen Differenzfrequenz darstellenden Ausgangssignal der entsprechenden Differentiationsstufe einer Multiplikationsstufe aufgegeben. Das Ausgangssignal der einen MuI-tiplikatrionsstufe stellt den Kosinuskanal (-A^eos^wt) dar und wird vom Aus gangs signal der anderen Multiplikationsstufe, die den Sinuskanal (A^üsin^wt) darstellt .derart abgezogen, daß ein resultierendes Signal entsteht (A^toj.sinHat + cos^otj » A^CJ ), welches in eine Integrationsstufe eingegeben wird. Am Ende eines jeden Umlaufes des übertragenen Strahls erscheint am Integratorausgang eine Gleichstromspannung, die dem algebraischen Mittelwert der Fehlerfrequenz 6) proportional ist und die durch hr gewichtet wird. Nach jedem Umlauf wird die Ausgangsspannung der Integrationsstufe dem spannungsgesteuerten Empfängeroszillator aufgegeben, um seine Frequenz der Trägerfrequenz des eben empfangenen Eingangs spektrums anzupassen. Diese Oszillatorfrequenz zeigt die Winkelposition des Luftfahrzeuges an und ist so lange vorhanden, bis der übertragende Strahl erneut über das Luftfahrzeug streicht.

Nachstehend ist ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der Zeichnung beschrieben. Darin zeigt:

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Fig. 1 ein Blockschaltbild;

Fig. 2 bis 4 jeweils ein Schaltbild des Phasenteilers bzw. einer Differentiationsstufe bzw. des Integrators " der Schaltung nach Fig. 1 \ ' ■

Fig. 5 und. 6 Jeweils eine graphische Darstellung betreffend die 0-BedjLngung bzw. eine Nicht-O-Bedingung in der Trägerfrequenznachlaufschaltung.

Gemäß Fig. 1 ist ein Oszillator 10 vorgesehen, der vorzugsweise mit einem Frequenzbereich arbeitet,- welcher ein Vielfaches des Eingangs spektrums ist. Ein frequenzmoduliertes Eingangsspektrum erscheint auf der Eingangsleitung 12 und kann über eine typische Start- und Landebahn-Trägerfrequenz von 110 EHZ bei einem Strahl-Schwenkbereich von _+ 60° bis zu den extremen Strahlpositionen in den Frequenzen von 80 XHZ bis 14-0 KHZ variieren. Die Frequenzmodulation des Grundstrahls ändert sich bei dieser Abtaststrahlkonfiguration linear von 80 KHZ bis 140 KHZ, wenn der Abtaststrahl von der einen Position zur anderen geschwenkt wird. Die typische Strahlbreite ist in der Regel 1° und der Strahl wird in einem derartigen Steuerbereich etwa 5 χ pro Sekunde hin und her. geschwenkt, d.h., daß ein Luftfahrzeug in diesem Steuerbereich dem Abtaststrahl 5 x pro Sekunde bzw. Jedesmal 1,5 millisek. ausgesetzt wird. Das empfangene Signal kann eine Form aufweisen, welche in Fig. 5a mit einer Spitzenspannung 14· dargestellt ist und-die der Frequenz mit der jeweiligen Information über die Luftfahrzeugposition in diesem Steuerbereich entspricht.

Für den genannten Frequenzbereich beträgt der Frequenz-'bereich des .Oszillators 10 vorzugsweise 320 bis 560 KHZ bzw. das Vierfache des Eingangsspektrums. Der Ausgang 16 des Oszillators 10 ist mit einem Phasenteiler 18 und der Ausgangslei-

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tung 20 verbunden. Das an der Ausgangsleitung 20 erscheinende Signal hat die Form einer Dauerfrequenz, die vorzugsweise in Impulsform ausgegeben wird, wodurch es an die Kopplungselektronik von Bordrechnern angeschlossen werden kann und die ihm proportionale Winkelposition des Luftfahrzeugs in Bezug auf die Start- und Landebahn angibt. Mit jeder- Schwenkbewegung des Abtaststrahls wird dieses Signal neu bestimmt. Der Phasenteiler 18 teilt die Frequenz des Oszillatorausgangssignals auf den Bereich des Eingangssignal herunter.

Fig. 2 stellt nur eine der möglichen Formen eines Phasenteilers dar. Die Eingangsleitung 22 verbindet den Ausgang des Oszillators 10 mit dem Taktimpulseingang CL und G^ eines J-K-Flip-Flop 24 bzw. 26. Der K^-Ausgang des Flip-Flop 24 ist mit dem Setzeingang Sp des Flip-Flop 26 und der Kp-Ausgang des Flip-Flop 26 ist mit dem Rücksetzeingang 3L· des Flip-Flop 24 verbunden., Der J]*-Ausgang des Flip-Flop 24 ist mit dem. Rückset ze ingang Rp des Flip-Flop 26 verbunden und liefert zusätzlich ein Ausgangssignal auf der Leitung 28. Der Jp-Ausgang des Flip-Flop 26 ist mit dem Setzeingang S^. des Flip-Flop 24 verbunden und liefert ein Ausgangssignal auf Leitung 30.

Die Signale auf den Leitungen 28 und 30 stellen Wellen zweiter Ordnung dar, die mit der gleichen Frequenz schwingen und die im Normalfall gleich der Trägerfrequenz sind und die eine Spitzenspannung analog der des Eingangsspektrums aufweisen.

Wegen der logischen Steuerung die sich aus der Anordnung nach Fig. 2 ergibt, ist das Signal auf der Leitung gegenüber dem Signal auf Leitung 28 um 90° verschoben. Zum besseren Verständnis wird das Signal auf Leitung 28 und auf Lei-

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tung 30 als Sinus, bzw. Kosinus bezeichnet, um. diese 90° Phasenverschiebung zu kennzeichnen.

Die Sinus- und Kosinussignale auf den Leitungen 28 und JO werden an die Gegentaktmodulatoren 32 bzw. 34- geführt. Das Eingangsspektrum von Leitung 12 wird ebenfalls an jeden dieser G-egentaktmodulatoren 32 und 34- geführt, deren Ausgangssignale sich aus: der Summenfrequenz des Eingangs spektrums mit dem Sinus-, bzw. Kosinus-Signal und der. Differenzfrequenz des Eingansspektrums, mit dem Sinus- bzw. Kq sinus-Signal zusammensetzen. ....

Die Signale-.die an den Ausgangsleitungen 36 und 38 erscheinen, -werden dann an zwei gleiche Tiefpassfilter 40 und 4-2 angelegt. Diese Tiefpassfilter 4-0 und-4-2 haben eine Bandbreite die ausreicht, um die. Differenzfrequenz durchzulassen, während die Summenfrequenz unterdrückt wird. Die Ausgangssignale der Tiefpassfilter 4-0 und 4-2 behalten dabei ihre zueinander um. phasenverschobene Lage bei und können als Asineurfc und als A cosÄit symbolisiert werden. Dabei ist A proportional dem Spannungspotential des Eingangs spektrums .und ** ist gleich 2 ηί f, wobei Jf die Differenzfrequenz darstellt.

- Die lilterausgänge sind mit den Analog-Eingangsleitungen' 4-8 und 50· der Differentiationsstufen .44- und 4-6 verbunden. Fig. stellt eine typische Differenzierstufe dar, die in der Schaltung von Fig. 1 für die Differenzierstufen 44- und 4-6 verwendet werden kann. Die Eingangs spannung auf Leitung 48 liegt an dem einen Ende des Widerstandes 52 dessen anderes Ende mit der Kapazität 54- verbunden ist. Der zweite Anschluß von Kapazität 54- führt mit einer Leitung ^ Z¹U dem invertierenden Eingang eines hochverstärkenden Gleichstromoperationsverstärkers 58« Außerdem ist ,die Leitung 55 noch mit dem einen Ende eines ßückkopplungswiderstandes 60 verbunden, dessen anderes Ende mit dem

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Ausgang 62 des Operationsverstärkers 58 verbunden ist. Der nichtinvertierende Eingang 64 des Operationsverstärkers 58 ist mit einer Bezugspannungsquelle verbunden,. die vorzugsweise das Potential Hull aufweist oder an der Erde 66 liegt.

Der Begriff "invertierender Eingang", bedeutet, daß der Eingang des Operationsverstärkers, sofern ein elektrisches Signal daran angelegt wird, ein Ausgangssignal·liefert das verstärkt und gegenüber dem Eingangssignal um 180° phasengedreht ist. Entsprechend der bekannten Rückkopplungstheorie ist es für die Verwendung eines hochverstärkenden Gleichstromoperationsverstärkers, der gemäß der Schaltung von Fig. 3 rückgekoppelt wird, notwendig, einen Teil der Aus gangs spannung an den invertierenden Eingang 56 über einen Widerstand 60 rückzukoppeln, um eine Kreisstabilität zu gewährleisten.

Der Begriff "nichtinvertierender Eingang" bedeutet, daß ein elektrisches Eingangssignal das an einen Operationsverstärker angelegt wird, an dessen Ausgang das verstärkte, jedoch nicht phasengedrehte Eingangssignal liefert.

Die Differentiationsstufe von Fig. 3 liefert im idealisierten Fall die zeitliche Ableitung eines Signals das an der Eingangsleitung 48 oder 50 anliegt. Entsprechend der Tatsache, daß der Operationsverstärker 58 keine unbegrenzte Verstärkung erlaubt und der Eückkopplungswiderstand 60 notwendig ist um die Kreisstabilität sicherzustellen, folgt, daß die Schaltung von Fig. 3 keine ideale Differentiationsstufe darstellt. Jedoch können diese Ungenauigkeiten hinsichtlich der Gesamt schaltung vernachlässigt werden.

Da am Ausgang der Differentiationsstufe 44 die zeitliche Ableitung des Eingangs-erscheint, der gleichbedeutend mit A Jt sin tat ist, ergibt sich daraus ein Ausgangssignal das gleichbe-

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deutend ist mit A ic to ac cos m. 6Jt. Ähnlich wird der Eingang A ι cos Wt in der Differentiationsstufe 46 ζeitlich, abgeleitet und es erscheint dann ein Ausgangssignal das gleichbedeutend ist mit -A κ ω 3t sin χ ω κ t.

Gemäß Fig. 1 werden die Ausgänge der Differentiationsstufen 44 bzw. 46 mit den Eingängen 68 bzw. 70 der Multiplikationsstufen 72 bzw. 74- verbunden. Die anderen Eingänge der Multiplikationsstufen 72 bzw* 74.werden mit den Ausgängen der Tiefpassfilter des jeweils anderen Kanals verbunden, so daß der Eingang 76 der MuItiplikationsstufe 72 der im Leitungszug des Sinus-Kanals liegt über die Leitung 78 mit dem'Ausgang des Tiefpassfilters 4-2 verbunden ist, der im Leitungszug des Kosinus-Kanals liegt. Entsprechend wird die Multiplikationsstufe * 74· über die Leitung 82 mit dem Ausgang des Tiefpassfilters 40 verbunden. Die Eingangssignale der Multiplikationsstufe 72 können daher als eine Kosinus-Punktion vom Ausgang der Differentiationsstufe 44 und als eine Ko sinus-Funkt ion vom Ausgang des Tiefpassfilters 42 gesehen werden. Die Eingangssignale der Multiplikationsstufe 74 bestehen.aus einer Sinus-Funktion vom Ausgang des Tiefpassfilters 40 und einer negativen Sinus-Funktion vom Ausgang der Differentiationsstufe 46. Die Multiplikationsstufen 72 und 74, die vorzugsweise aus integrierten Schaltkreisen bestehen können, ermöglichen, die Erzeugung des momentanen Produkts der an den ^l Eingang en anliegenden Signale. Am Ausgang der Multiplikationsstufe 72 ergibt sich ein Signal in der Form I^ iW ι cos^ % (Ot. Der Ausgang der Multiplikationsstufe 74 erscheint in der Form -A^ ι tax sin^ 'ac 6it.

Der Ausgang der Multiplikationsstufe 74 wird dann vom Ausgang der MuItiplikationsstufe 72 subtrahiert. Diese Funktion Wird symbolisch durch die Subtraktionsstufe 74 dargestellt und kann in der Praxis durch die Verbindung entsprechender Anschlüsse an den integrierten Schaltkreisen erreicht werden. Damit

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ergibt sich ein Signal auf der Leitung 86 das gleichbedeutend ist mit a2& (eos^ÄJt + sin^iüt). Da der Klammer aus druck gleich 1 ist ergibt sich ein Signal A^ü, das proportional der Frequenzdifferenz zwischen Eingangsspektrum und der Bezugsfrequenz für die Modulation und proportional der Spannungsamplitude des Eingangssignals ist.

Die Kapazität 88 liegt in Serie mit dem verknüpften Ausgang der Multiplikationsstufen 72imd 74· und dient zur Be^ seitigung jeglicher Gleichstromverlagerungsspannung und trifft, die durch die Jiultiplikationsstufen entstehen kann. Die zweite Seite der Kapazität 88 ist über die Leitung 90 entweder mit der Erde 66 durch den ,Schalter 92 oder mit dem Integrator 94- durch den Schalter 96 entsprechend dem jeweiligen Zustand der Trägerfrequenznachlaufschaltung verbunden. Die Schalter 92 und 96 können durch schnelle Relais oder durch Halbleiterschaltungen wie z.B. Feldeffekt-Transistoren gebildet werden. Die Schalter 92 und 96werden abwechselnd von Befehlssignalen betätigt, die entweder durch ein Zeit system erzeugt werden, das mit der Übertragung des Abtaststrahls synchronisiert ist oder durch ein System das jeweils dann anspricht, wenn die Größe der empfangenen Mikrowellenspannung einen bestimmten Wert überschreitet, wodurch das Vorhandensein eines Abtaststrahls in der unmittelbaren Nähe des Luftfahrzeuges angezeigt wird. Während jener Zeit, in der dieser Wert des Abtaststrahls das Luftfahrzeug nicht erreicht, weil es sich nicht in der Richtung des Abtaststrahls befindet, legt der Schalter 92 die Kapazität 88 über die Leitung 90 an die Erde 66. Dies verhindert, daß eine Gleichspannungsladung an der Kapazität 88 aufgebaut wird, welche den Signalablauf während der Erfassungsphase beeinflussen kann, d.h. zu jener Zeit in der das Luftfahrzeug einen bestimmten Wert des Abtaststrahls empfängt.

Während der Erfassungsphase ist der Schalter 96 geschlos-

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sen und der Schalter 92 geöffnet. Bas Signal>auf der Leitung. 90 wird so mit dem Integrator 94- verbunden. Fig. 4 stellt . . .' einen möglichen Integrator für diesen Zweck, dar. Die Eingangsleitung 98 des Integrators 94 ist mit dem .einen Ende eines Eingangswiderstandes 100- verbunden, dessen anderes Ende 101 an dem invertierenden Eingang 104 eines Operationsverstärkers 106 und gleichzeitig an einem Ende einer Integrationskapazitäti?1.02.₃liegt-.. Das andere .Ende der Integrationskapazität 102 welche als Eückkopplungskapäzität- -geschaltet ist, liegt an dem Ausgang 106 des Operationsverstärkers 106. Der nichtinvertierende Eingang 110 des Operationsverstärkers 106 ist mit der Erde 66 verbunden. .

Gemäß Pig. 1 ist der Ausgang 108 des Integrators 94 über eine Leitung 112 mit einem Schalter 114 verbunden. Der Schalter 114, der ebenfalls aus einem schnellen Relais oder einem Feldeffekt-Transistor bestehen kann, wird synchron mit den Schaltern 92 und 96 betätigt. Während der Erfassungsphase ist der Schalter 114 geöffnet, wodurch jede unerwünschte Störung des Oszillators 10 während des Yorbeikommens des Abtaststrahles verhindert wird. Nach dem Vorbeistreichen des Abtaststrahles wird der Schalter 114 geschlossen, wodurch der Ausgang des Integrators 94 mit dem einen Ende 117 einer" Haltekapazität 116, die im Nebenschluß zum Oszillator 10 liegt, verbunden wird. Das andere Ende der Haltekapazität 116 ist mit der Erde 66 verbunden. Wenn der Schalter 114 während der Erfassungsphase geöffnet ist, dann wird durch die Haltekapazität 116 eine konstantes Eingangspotential an den Oszillator 10 angelegt, so daß das Ausgangssignal des Oszillators 10 eine gleichmäßige Frequenz darstellt, die proportional der Trägerfrequenz des Eingangs spektrums ist, das vorher empfangen wurde, obgleich die Schleife während der Erfassungsphase, g'eöffnet ist.

Die gesamte Funktion der Trägerfrequenznachlaufschaltung

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kann am besten dadurch, verstanden werden, wenn zuerst dessen Arbeitsweise in dem Zeitpunkt betrachtet wird, in dem die Äsquenz des Phasenteilersignals genau gleich der Trägerfrequenz des Eingangsspektrums ist und dann in dem Zeitpunkt in dem die Frequenz des Phas ent eil er signals nicht mit der Trägerfrequenz des Eingangssignals übereinstimmt*

Fig. 5 gibt eine graphische Darstellung jenes Teils eines Durchlaufes in der Trägerfrequenznachlaufschaltung wieder, in dem diese erste Bedingung charakterisiert wird, d.h. . wenn die Trägerfrequenz des Eingangs spektrums mit der Frequenz des Phasenteilersignals übereinstimmt. Fig. 6 gibt die zweite Bedingung wieder, wobei die Frequenz des Phasenteilersignals etwas höher ist als die Trägerfrequenz des Eingangs spektrums. Die drei Kurven von Fig. 5 entsprechen den drei Kurven von Fig. 6, sofern von den unterschiedlichen Bedingungen abgesehen wird. Während jenes Zeitabschnittes in dem das Luftfahrzeug dem Abtaststrahl ausgesetzt ist und die oben genannten Bedingungen für die Abtaststrahlbreite und die Anzahl der Schwenkbewegungen vorherrschen, kann sich die Frequenzmodulation des Abtaststrahls in einem Bereich von 1-2 KHZ ändern. Daher stellen die Fig. 5a und 6a die Hüllkurve von verschiedenen Frequenzen um eine Trägerfrequenz bzw. um eine Frequenz bei einer bestimmten Spitzenspannung dar, welche mit einer bestimmten Position des Luftfahrzeuges korreliert. Die Fig. 5"b und 6b stellen die Differenzfrequenz dar, die zwischen der Frequenz der an den Ausgängen des Phasenteilers 18 auf den Leitungen 28 und 30 erscheinenden Signale und jeder der Frequenzen des Eingangsspektrums besteht, wenn der Abtaststrahl über das Luftfahrzeug schwenkt. Die Fig. 5a und 5b geben die Tatsache wieder, daß bei dem Durchlauf in der Trägerfrequenznachlaufschaltung eine Null-Bedingung herrscht, und Af in der Fig. 5b in jenem Zeitpunkt 0 ist, in dem das Eingangs Spektrum ein Maximum bzw. eine Spitzenspannung aufweist. Die Fig. 6a und 6b

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geben die Tatsache wieder, daß "bei dem Durchlauf in der Trägerfrequenznachlauf schal tung eine Nicht-0-Bedingung herrscht, da im Zeitpunkt 118 in dem die Spitzenspannung 120 auftritt Äf nicht 0 ist. Die Fig. 5c und 6c geben-den Signalverlauf wieder, der an der Ausgangsleitung 86 der Subtraktionsstufe 84 erscheint. Wie oben erwähnt, ist dieses Signal gleich hP-ίΰ, Da A proportional dem Spannungspotential des Eingangsspektrums ist, ist a2 proportional dem Spannungspegel und deshalb in der Fig. a der Fig. 5 und 6 dargestellt. In der Fig. b der Fig, 5 und 6 ist bi dargestellt, das gleich 2jr4f ist. Fig. c der Fig. 5 und 6 ist das Produkt der Kurven a und b der entsprechenden Fig., Diese Spannungen werden an den Integrator 94 angelegt, wenn der Schalter 96 während der Erfassungsphase betätigt wird.

• Das Ausgangssignal des Integrators 94 das auf der Leitung 112 erscheint, nachdem der Abtaststrahl am Luftfahrzeug vorbeigestrichen ist, entspricht der Integration von den Kurven in Fig. 5c oder 6c in Abhängigkeit von dem Verhältnis zwischen der frequenz des Phasenteilersignals und der Trägerfrequenz des Eingangsspektrums..Unter den Bedingungen die in Fig.5a dargestellt sind, wird der Integrator 94 den Kurvenabschnitt 122 der Kurve 124 integrieren, der zwischen den Punkten 121 und 1.23 liegt. Daher wird das Aus gangs signal des Integrators 94 bei einer ersten Spannung beginnen, die proportional der Trägerfrequenz des vorher empfangenen Eingangsspektrums ist und dann seinen Wert in der Richtung ändern, die vom Phasen- · verlauf des Systems abhängt, bis das Ausgangssignal des Integrators eine zweite Spannung erreicht. Die Differenz zwischen der ersten und der zweiten Spannung ist proportional -dem Bereich 126 unter dem Kurvenabschnitt 122 der Kurve 124. Nachdem Af dann durch Null geht, ändert das Ausgangssignal des Integrators seine Richtung und strebt dann einer dritten Spannung zu, so daß die Differenz zwischen der zweiten und der dritten

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Spannung proportional dem Bereich 128 unter dem Kurvenabschnitt 130 der Kurve 124 ist der zwischen den Punkten 123 und 125 liegt. Die Fig. 5a. ist symmetrisch zu der Spitzenspannung. Die Fig. 5b ist symmetrisch zu dem Schnittpunkt des Frequenzverlaufes des Eingangsspektrums mit der Frequenz des Phasenteilersignals, wobei Äf und daher la ihr Vorzeichen an diesem Schnittpunkt ändern. Da die Fig. 5 cLie Null-Bedingung darstellt, fällt die Spitzenspannung und der Schnittpunkt der Frequenzen zeitlich zusammen. Daher ist der Kurvenabschnitt

130 der Kurve 124-, der A^W darstellt, mit dem Kurvenabschnitt 122 identisch und daher sind die Bereiche 126 und 128 unter den Kurvenabschnitten 122 und I30 gleich. Aus diesem Grunde ist die dritte Spannung, zu der der Integrator zustrebt, identisch mit der ersten Spannung, weshalb der sich ergebende Wechsel in der Integratorausgangsspannung nach einem vollständigen Durchlauf gleich Null ist. Wenn daher der Schalter 114· nach der Erfassungsphase betätigt wird, erscheint an der Haltekapazität 116 und an. dem Eingang des Oszillators 10 kein Wechsel des Integratorausgangs und daher bleibt die Frequenz des Oszillators 10 und des Phasenteilersignals gleich.

Für die in Fig. 6a dargestellten Bedingungen, bei welchen, die Frequenz des Phasenteilersignals anfänglich höher ist als die Trägerfrequenz des Eingangsspektrums, ergibt sich im folgenden die Antwort auf einen Durchlauf in der Trägerfrequenznachlaufschaltung. Der Integrator 94· wird zuerst den Kurvenabschnitt 132 der Kurve 134- integrieren, der zwischen den Punkten

131 und 133 liegt. Wieder beginnt das Ausgangssignals des Integrators bei einer ersten Spannung, die proportional der Trägerfrequenz des vorher empfangenen Eingangsspektrums ist und erreicht dann einen zweiten Spannungswert. Die Differenz zwischen diesen Spannungen ist proportional dem Bereich 136 unter dem Kurvenabschnitt 132 der Kurve 134-. Nachdem df durch Null geht, integriert der Integrator 94· entlang dem Kurvenabschnitt 138 der Kurve 134-, welcher zwischen den Punkten 133 und 135

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bestimmt ist. Daraus ergibt sich, eine -Richtungsumkehr art dem: Ausgang des Integrators 94-. Der Integrator 94- erreicht dann eine dritte Spannung, wobei die Differenz zwischen der zweiten und der dritten Spannung proportional dem Bereich 140 unter dem Kurvenabschnitt 138 der Kurve 134 ist. Der sich insgesamt ergebende Spannungswechsel des Integratorausgahgs ist proportional der Differenz der beiden Bereiche 14-0 und 136· In diesem speziellen FaIl₁ in dem die Spitzenspannung 120 später erscheint als der Schnittpunkt in dem Äf durch Null geht, ergibt, sich, daß der Bereich 140 unter dem Kurven ab schnitt 138 größer ist als der Bereich 136, so daß die Änderung von der zweiten zur dritten Spannung größer ist als die Änderung von der ersten zur zweiten Spannung. Daraus läßt sich leicht ableiten, daß im umgekehrten Fall, in dem die Frequenz des Spannungsteilersignals niedriger ist als die Trägerfrequenz des Eingangs spektrums dann der Bereich 136 größer ist als der Bereich 140. Die sich daraus ergebende .Änderung der Aus gangs spannung des Integrators 94- ergibt sich in einer entgegengesetzten Wirkung! Wenn nun der Schalter 114 betätigt wird, dann liegt an der Haltekapazität 116 und dem Eingang des Oszillators 10 die sich ergebende .änderung der Ausgangsspannung des Integrators 94. Damit wird die Trägerfrequenznachlauf schaltung ,wieder beeinflußt, so daß die Frequenz des Oszillators 10 und damit die -Frequenz des Phasenteilersignals der Trägerfrequenz des Eingangsspektrums besser angepaßt wird. Die nachfolgenden Abtaststrahlen werden den verbleibenden Fehler noch weiter verringern. Es ist auch möglich, durch die Verwendung eines automatischen Verstärkungskreises der zwischen dem Ausgang des Filters 40 bzw. 42 und dem Eingang 12 liegt eine vollständige Korrektur eines kleinen Fehlers bei einem einzigen Abtaststrahl zu erreichen, sofern die Kreisparameter richtig gewählt werden.

Obwohl die Beschreibung eine bevorzugte Ausführung für Landesysteme von Luftfahrzeugen beschreibt, ist es auch möglich,

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daß diese Trägerfrequenznachlaufschaltung "bei Bord-Doppler-ITavigationssystemen zur Erreichung eines "besseren Ergebnisses
angewendet werden. Dies gilt besonders dann, wenn die Eingangssignale an der Trägerfrequenznachlaufschaltung intermittierend erscheinen, wie dies bei Dopplersystemen der Fall ist, bei welchen die ITrequenzverf olgung zwischen zwei oder mehreren Strahlen durch einen time-sharing-Betrieb erreicht wird.

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Claims

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Ansprüche

14 Trägerfrequenznachlaufschaltung, insbesondere für Landesysteme von Luftfahrzeugen, mit einem Eingang für aufeinanderfolgende !Frequenzspektren und einem Ausgang für ein Fehlersignal, dadurch gekennzeichnet, daß das Frequenzspektrum des Eingangs (12) an. einem ersten Modulator (32, 4-0) mit einer ersten Bezugsfrequenz und an einem zweiten Modulator (34-₅ 4-2) mit einer gegenüber der ersten um 90° phasenverschobenen Bezugsfrequenz anliegt, wobei die beiden den Modulatoren (32, 40 und 34-, 4-2) zugeführten Bezugsfrequenzen in einem Frequenzgenerator (10, 18) erzeugt werden und jeder Modulator (32, 4-0 bzw. 34-, 4-2) eine Differenzfrequenz zwischen Eingangsspektrum und jeweiliger Bezugsfrequenz liefert, welche einer Differentiationsstufe (4-4- bzw.^s 4-6) zugeführt wird, daß ferner jede Differenzspannung zusammen mit dem die Ableitung der anderen Differenzfrequenzen darstellenden Ausgangssignal der entsprechenden Differentiationsstufe einer Multiplikationsstufe (72 bzw. 74-) aufgegeben wird, wobei die Produkte Ausgangssignale beider Multiplikationsstufen einer Integrationsstufe (88, 92, 96, 94-) zugeführt werden und daß schließlich ein den Differenzfrequenzen proportionales Fehlersignal aus der Integrations stuf e (88, 92, 9&> 94-) dem Frequenzgenerätor (10, 18) aufgegeben wird, wobei die erste Bezugsfrequenz auf eine zweite," der Trägerfrequenz des Eingangs spektrums näherliegende Bezugsfrequenz in dem Frequenzgenerator (10, 18) korrigiert wird und der Ausgang (20) am Frequenzgenerator (10, 18) vorgesehen ist.

2. Trägerfrequenznachlauf schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenz generator (10, 18), aus einem Oszillator (10) mit einer dem Fehlersignal proportionalen Oszillatorfrequenz und einem Phasenteiler (18) besteht, der aus

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der Oszillatorfrequenz die ihr proportionale Bezugsfrequenz und die um 90° phasenverschobene Bezugsfrequenz erzeugt.

3« Trägerfrequenznachlaufschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenteiler (18) die Üszillatorfrequenz durch vier teilt.

4. Trägerfrequenznachlaufschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulatoren (32, 40 und 34, 42) jeweils aus.einem Gegentaktmodulator (32 "bzw. 34) welcher eine Suminenfrequenz und die Differenzfrequenz erzeugt und aus einer nachgeschalteten Tiefpassfilterstufe (40 bzw. 42) bestehen, die nur die Differenzfrequenz ausgibt.

·;>. Trägerfrequenznachlauf schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß.die Multiplikationsstufen (72, 74) mit ihren Ausgängen an einer Subtraktionsstufe (84) liegen, wobei die Amplituden der Ausgangssignale jeweils den Amplituden des Eingangsspektrums und die Ausgangssignalfrequenzen den Differenzfrequenzen proportional sind.

6. Trägerfrequenznachlaufschaltung nach_ einem der Ansprüche

1 bis 5j dadurch gekennzeichnet, daß die Integrationsstufe (88, 92, 96, 94) einen Eingang (86) mit einem Abblockkondensator (88) aufweist, der während einer Ruhezeit über einen Schalter (92) zur Entfernung von Restspannungen an Erde (66) und während einer Arbeitszeit über einen Schalter (96) an einem Integrierer (94) liegt,

7. Trägerfrequenznachlauf schaltung nach einem der Ansprüche

1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein Ausgang (112) der Integrationsstufe (88, 92, 96, 94) über einen Schalter (114) während einer Ruhezeit an dem S'requenzgenerator (10, 18) anliegt., wobei zwischen Schalter (114) und Generator (10, 18) ein Haltekondensator (116) vorgesehen ist, welcher an Erde (66) liegt.

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