JP3164008B2 - 無線受信機 - Google Patents
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J3/00—Continuous tuning
- H03J3/02—Details
- H03J3/06—Arrangements for obtaining constant bandwidth or gain throughout tuning range or ranges
- H03J3/08—Arrangements for obtaining constant bandwidth or gain throughout tuning range or ranges by varying a second parameter simultaneously with the tuning, e.g. coupling bandpass filter
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/1217—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback using a plurality of operational amplifiers
- H03H11/1239—Modifications to reduce influence of variations of temperature
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/12—Bandpass or bandstop filters with adjustable bandwidth and fixed centre frequency
Landscapes
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は無線受信機に関し、
特にスーパーへテロダイン方式の無線受信機に関する。
特にスーパーへテロダイン方式の無線受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、無線受信機では、無線信号から
ノイズを除去するためのフィルタ回路が用いられてい
る。この種のフィルタ回路としては、フィルタ回路を構
成する素子の製造ばらつき、温度変動および電源電圧変
動等による特性変動を抑え、安定で高精度なものが望ま
れる。そして、安定かつ高精度なジャイレータ型フィル
タ回路が例えば、本願出願人と同一出願人による特開平
２−２７４１１５号公報に記載されている。
ノイズを除去するためのフィルタ回路が用いられてい
る。この種のフィルタ回路としては、フィルタ回路を構
成する素子の製造ばらつき、温度変動および電源電圧変
動等による特性変動を抑え、安定で高精度なものが望ま
れる。そして、安定かつ高精度なジャイレータ型フィル
タ回路が例えば、本願出願人と同一出願人による特開平
２−２７４１１５号公報に記載されている。
【０００３】同公報に記載されたフィルタ回路につい
て、図１２を参照して詳細に説明する。
て、図１２を参照して詳細に説明する。
【０００４】図１２において、第１のジャイレータ型フ
ィルタ回路１は、供給される回路電流Ｉ１があらかじめ
定められた値の時に入力信号に対して所定の周波数特性
を持ち、回路電流Ｉ１の値が変化すると、この周波数特
性が周波数の高低方向にほぼ平行移動する特性を備え、
入力信号ＩＮをフィルタリング処理し、出力信号ＯＵＴ
として出力する。
ィルタ回路１は、供給される回路電流Ｉ１があらかじめ
定められた値の時に入力信号に対して所定の周波数特性
を持ち、回路電流Ｉ１の値が変化すると、この周波数特
性が周波数の高低方向にほぼ平行移動する特性を備え、
入力信号ＩＮをフィルタリング処理し、出力信号ＯＵＴ
として出力する。
【０００５】第２のジャイレータ型フィルタ回路２も、
第１のジャイレータ型フィルタ回路１と同様の機能およ
び特性を持っている。そして、第２のジャイレータ型フ
ィルタ回路２は、基準信号発生回路３から出力された、
必要とする周波数特性の遮断域にかかった周波数の基準
信号Ｖｆを入力してフィルタリング処理し、出力信号Ｖ
Ｆとして振幅検波回路４に出力する。
第１のジャイレータ型フィルタ回路１と同様の機能およ
び特性を持っている。そして、第２のジャイレータ型フ
ィルタ回路２は、基準信号発生回路３から出力された、
必要とする周波数特性の遮断域にかかった周波数の基準
信号Ｖｆを入力してフィルタリング処理し、出力信号Ｖ
Ｆとして振幅検波回路４に出力する。
【０００６】振幅検波回路４は、ジャイレータ型フィル
タ回路２の出力信号ＶＦを検波し、この出力信号ＶＦの
レベルに応じたレベル電圧ＶＤを比較回路５に出力す
る。
タ回路２の出力信号ＶＦを検波し、この出力信号ＶＦの
レベルに応じたレベル電圧ＶＤを比較回路５に出力す
る。
【０００７】比較回路５は、演算増幅器６を備え、振幅
検波回路４から出力されたレベル電圧ＶＤを直流基準電
圧ＶＲと比較し、その比較結果を比較信号ＶＣとして電
流源回路７に出力する。
検波回路４から出力されたレベル電圧ＶＤを直流基準電
圧ＶＲと比較し、その比較結果を比較信号ＶＣとして電
流源回路７に出力する。
【０００８】電流源回路７は、比較信号ＶＣに応じて、
振幅検波回路４から出力されたレベル電圧ＶＤが直流基
準電圧ＶＲと等しくなる方向に変化する値の回路電流Ｉ
２と、この回路電流Ｉ２と等しい値の回路電流Ｉ１を発
生し、第２および第１のジャイレータ型フィルタ回路２
および１にそれぞれ供給する。
振幅検波回路４から出力されたレベル電圧ＶＤが直流基
準電圧ＶＲと等しくなる方向に変化する値の回路電流Ｉ
２と、この回路電流Ｉ２と等しい値の回路電流Ｉ１を発
生し、第２および第１のジャイレータ型フィルタ回路２
および１にそれぞれ供給する。
【０００９】このような構成からなる従来のフィルタ回
路では、安定状態から、素子の製造ばらつき、温度変動
および電源電圧変動等により第１および第２のジャイレ
ータ型フィルタ回路１、２の周波数特性が高域側へシフ
トすると、第２のジャイレータ型フィルタ回路２からの
出力信号ＶＦのレベルが高くなる。これに伴って振幅検
波回路４からの出力電圧ＶＤのレベルも高くなる。演算
増幅器６は、振幅検波回路４からの出力電圧ＶＤのレベ
ルが直流基準電圧ＶＲより高くなるため、比較信号ＶＣ
のレベルを低下させて出力する。電流源回路７は、比較
信号ＶＣのレベルが低下するため、回路電流Ｉ１および
Ｉ２の値を低下させて第１および第２のジャイレータ型
フィルタ回路１、２にそれぞれ供給する。回路電流Ｉ１
およびＩ２の値が低下することにより、第１および第２
のジャイレータ型フィルタ回路１、２の周波数特性が低
域側へシフトし、もとの周波数特性に戻る。
路では、安定状態から、素子の製造ばらつき、温度変動
および電源電圧変動等により第１および第２のジャイレ
ータ型フィルタ回路１、２の周波数特性が高域側へシフ
トすると、第２のジャイレータ型フィルタ回路２からの
出力信号ＶＦのレベルが高くなる。これに伴って振幅検
波回路４からの出力電圧ＶＤのレベルも高くなる。演算
増幅器６は、振幅検波回路４からの出力電圧ＶＤのレベ
ルが直流基準電圧ＶＲより高くなるため、比較信号ＶＣ
のレベルを低下させて出力する。電流源回路７は、比較
信号ＶＣのレベルが低下するため、回路電流Ｉ１および
Ｉ２の値を低下させて第１および第２のジャイレータ型
フィルタ回路１、２にそれぞれ供給する。回路電流Ｉ１
およびＩ２の値が低下することにより、第１および第２
のジャイレータ型フィルタ回路１、２の周波数特性が低
域側へシフトし、もとの周波数特性に戻る。
【００１０】このように、従来のフィルタ回路では、第
２のジャイレータ型フィルタ回路２に対する負帰還ルー
プを形成することで、第１のジャイレータ型フィルタ回
路１が常に安定した高精度の周波数特性を得るようにし
ている。
２のジャイレータ型フィルタ回路２に対する負帰還ルー
プを形成することで、第１のジャイレータ型フィルタ回
路１が常に安定した高精度の周波数特性を得るようにし
ている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従来のフィルタ回路で
は、ジャイレータ型フィルタ回路自体の素子の製造ばら
つき、温度変動および電源電圧変動等による特性変動を
抑え、周波数特性を安定化させることは可能である。
は、ジャイレータ型フィルタ回路自体の素子の製造ばら
つき、温度変動および電源電圧変動等による特性変動を
抑え、周波数特性を安定化させることは可能である。
【００１２】しかしながら、ジャイレータ型フィルタ回
路を含んだ無線受信機全体の、温度変化等による特性変
動に対しては全く考慮されていない。このため、局部発
振器の出力周波数のずれ、すなわち、周波数オフセット
により受信信号が中間周波数フィルタの帯域外となって
減衰され、受信感度が著しく劣化するという問題があ
る。
路を含んだ無線受信機全体の、温度変化等による特性変
動に対しては全く考慮されていない。このため、局部発
振器の出力周波数のずれ、すなわち、周波数オフセット
により受信信号が中間周波数フィルタの帯域外となって
減衰され、受信感度が著しく劣化するという問題があ
る。
【００１３】また、フィルタの誤差を検出するためには
何らかの基準となるものとの比較が必要であり、このと
き基準となるものはあらゆる条件下で一定でなければ、
誤差を正しく検出することができない。従来のフィルタ
回路では、振幅検波回路から出力されるレベル電圧を用
いてフィルタの誤差を検出しており、このレベル電圧を
得るために基準信号発生回路を備えている。しかしなが
ら、精度よくフィルタを調整するためには、基準信号発
生回路から出力される基準信号の発振周波数が一定、す
なわち、高精度な基準信号が必要となるという問題があ
る。また、通常この基準信号は、水晶発振子（水晶振動
子）から取り出しており、高精度な基準信号を得るため
には、水晶発振子（水晶振動子）の温度変化および製作
偏差を小さくすればよいが、このとき水晶発振子（水晶
振動子）が非常に高価になるという問題がある。
何らかの基準となるものとの比較が必要であり、このと
き基準となるものはあらゆる条件下で一定でなければ、
誤差を正しく検出することができない。従来のフィルタ
回路では、振幅検波回路から出力されるレベル電圧を用
いてフィルタの誤差を検出しており、このレベル電圧を
得るために基準信号発生回路を備えている。しかしなが
ら、精度よくフィルタを調整するためには、基準信号発
生回路から出力される基準信号の発振周波数が一定、す
なわち、高精度な基準信号が必要となるという問題があ
る。また、通常この基準信号は、水晶発振子（水晶振動
子）から取り出しており、高精度な基準信号を得るため
には、水晶発振子（水晶振動子）の温度変化および製作
偏差を小さくすればよいが、このとき水晶発振子（水晶
振動子）が非常に高価になるという問題がある。
【００１４】さらに、従来回線周波数の高周波化に伴
い、局部発振周波数の温度変化による周波数オフセット
の影響を抑えるために、ＩＦバンドパスフィルタの通過
帯域を広げる対策もなされているが、この場合には、受
信機としてのＣ／Ｎ、すなわち、搬送波電力／雑音電力
の劣化を招くという問題がある。
い、局部発振周波数の温度変化による周波数オフセット
の影響を抑えるために、ＩＦバンドパスフィルタの通過
帯域を広げる対策もなされているが、この場合には、受
信機としてのＣ／Ｎ、すなわち、搬送波電力／雑音電力
の劣化を招くという問題がある。
【００１５】本発明の目的は、上記問題点に鑑み、フィ
ルタの周波数特性が制御電流によりシフト可能であるこ
とを利用して、温度変化による周波数オフセットが生じ
た場合でも安定した周波数特性が得られ、受信感度の劣
化を防止する無線受信機を提供することにある。
ルタの周波数特性が制御電流によりシフト可能であるこ
とを利用して、温度変化による周波数オフセットが生じ
た場合でも安定した周波数特性が得られ、受信感度の劣
化を防止する無線受信機を提供することにある。
【００１６】また、本発明の他の目的は、基準信号発生
回路、すなわち、基準信号を一切用いずに温度変化によ
る周波数オフセットの影響を抑える無線受信機を提供す
ることにある。
回路、すなわち、基準信号を一切用いずに温度変化によ
る周波数オフセットの影響を抑える無線受信機を提供す
ることにある。
【００１７】さらに、本発明の他の目的は、温度変化に
よる周波数オフセットに合わせてフィルタの通過帯域を
シフトさせ、狭帯域設計で周波数オフセットの影響を抑
える無線受信機を提供することにある。
よる周波数オフセットに合わせてフィルタの通過帯域を
シフトさせ、狭帯域設計で周波数オフセットの影響を抑
える無線受信機を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の無線受信機は、受信信号を増幅し、無線信
号を出力する無線部と、予め定められた通過帯域を有す
るフィルタとを備えた無線受信機において、フィルタに
通過帯域がシフトしない状態の一定の信号である第１の
制御信号を供給する供給手段と、無線信号に応じた第２
の制御信号を出力する第１の出力手段と、第２の制御信
号と予め定められた基準値との差に応じた第３の制御信
号を出力する第２の出力手段と、前記第１の制御信号に
前記第３の制御信号を付加した信号に基づいて、フィル
タの通過帯域を高域又は低域にシフトする制御手段とを
有する。
に、本発明の無線受信機は、受信信号を増幅し、無線信
号を出力する無線部と、予め定められた通過帯域を有す
るフィルタとを備えた無線受信機において、フィルタに
通過帯域がシフトしない状態の一定の信号である第１の
制御信号を供給する供給手段と、無線信号に応じた第２
の制御信号を出力する第１の出力手段と、第２の制御信
号と予め定められた基準値との差に応じた第３の制御信
号を出力する第２の出力手段と、前記第１の制御信号に
前記第３の制御信号を付加した信号に基づいて、フィル
タの通過帯域を高域又は低域にシフトする制御手段とを
有する。
【００１９】上記構成からなる本発明の無線受信機で
は、温度変化によりフィルタに入力する中間周波数信号
の周波数帯が高くなると、中間周波数信号に応じた中心
電圧も高くなり、中心電圧と予め定められた基準電圧と
の間に電圧差が生じ、その電圧差を変換して得られる誤
差電流は制御電流を増加させるように出力されるため、
フィルタの周波数特性は高域側にシフトする。また、温
度変化によりフィルタに入力する中間周波数信号の周波
数帯が低くなると、中間周波数信号に応じた中心電圧も
低くなり、中心電圧と予め定められた基準電圧との間に
電圧差が生じ、その電圧差を変換して得られる誤差電流
は制御電流を減少させるように出力されるため、フィル
タの周波数特性は低域側にシフトする。
は、温度変化によりフィルタに入力する中間周波数信号
の周波数帯が高くなると、中間周波数信号に応じた中心
電圧も高くなり、中心電圧と予め定められた基準電圧と
の間に電圧差が生じ、その電圧差を変換して得られる誤
差電流は制御電流を増加させるように出力されるため、
フィルタの周波数特性は高域側にシフトする。また、温
度変化によりフィルタに入力する中間周波数信号の周波
数帯が低くなると、中間周波数信号に応じた中心電圧も
低くなり、中心電圧と予め定められた基準電圧との間に
電圧差が生じ、その電圧差を変換して得られる誤差電流
は制御電流を減少させるように出力されるため、フィル
タの周波数特性は低域側にシフトする。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の無線受信機の一実
施の形態について、図面を参照して説明する。図１は、
本実施の形態に係る無線受信機、好ましくは無線選択呼
出受信機の回路構成を示すブロック図である。
施の形態について、図面を参照して説明する。図１は、
本実施の形態に係る無線受信機、好ましくは無線選択呼
出受信機の回路構成を示すブロック図である。
【００２１】図１において、無線部１２は、受信アンテ
ナ１１にて受信した呼出信号を増幅し、増幅された受信
呼出信号と局部発振器１３から出力される局部発振周波
数信号とを混合して中間周波数へのミックスダウンを行
い、中間周波数信号を出力する。また、フィルタ、好ま
しくはジャイレータ型フィルタ回路１４は、無線部１２
から出力された中間周波数信号をフィルタリング処理す
る。増幅器１６は、ジャイレータ型フィルタ回路１４に
おいてフィルタリング処理された中間周波数信号を増幅
する。周波数弁別器１７は、増幅器１６において増幅さ
れた中間周波数信号を電圧変換し、ベースバンド信号を
出力する。積分器１８は、周波数弁別器１７から出力さ
れたベースバンド信号を積分して第２の制御信号、好ま
しくは直流電圧Ｖｄを出力する。電圧電流変換器１９
は、積分器１８から出力された直流電圧Ｖｄと基準電圧
Ｖｒとの電圧差を第３の制御信号、好ましくは誤差電流
Ｉｃに変換する。基準電圧Ｖｒは、周波数弁別器１７に
誤差がなく無変調の中間周波数信号が入力された場合に
積分器１８から出力される直流電圧Ｖｄにあらかじめ設
定する。電流源回路１５は、ジャイレータ型フィルタ回
路１４に第１の制御信号、好ましくは制御電流Ｉｇを供
給し、ジャイレータ型フィルタ回路１４の周波数特性を
シフトさせる。
ナ１１にて受信した呼出信号を増幅し、増幅された受信
呼出信号と局部発振器１３から出力される局部発振周波
数信号とを混合して中間周波数へのミックスダウンを行
い、中間周波数信号を出力する。また、フィルタ、好ま
しくはジャイレータ型フィルタ回路１４は、無線部１２
から出力された中間周波数信号をフィルタリング処理す
る。増幅器１６は、ジャイレータ型フィルタ回路１４に
おいてフィルタリング処理された中間周波数信号を増幅
する。周波数弁別器１７は、増幅器１６において増幅さ
れた中間周波数信号を電圧変換し、ベースバンド信号を
出力する。積分器１８は、周波数弁別器１７から出力さ
れたベースバンド信号を積分して第２の制御信号、好ま
しくは直流電圧Ｖｄを出力する。電圧電流変換器１９
は、積分器１８から出力された直流電圧Ｖｄと基準電圧
Ｖｒとの電圧差を第３の制御信号、好ましくは誤差電流
Ｉｃに変換する。基準電圧Ｖｒは、周波数弁別器１７に
誤差がなく無変調の中間周波数信号が入力された場合に
積分器１８から出力される直流電圧Ｖｄにあらかじめ設
定する。電流源回路１５は、ジャイレータ型フィルタ回
路１４に第１の制御信号、好ましくは制御電流Ｉｇを供
給し、ジャイレータ型フィルタ回路１４の周波数特性を
シフトさせる。
【００２２】ここで、図１に示した無線選択呼出受信機
の動作について簡単に説明する。
の動作について簡単に説明する。
【００２３】アンテナ１１にて受信された呼出信号は、
無線部１２にて局部発振器１３からの局部発振周波数信
号と混合され、中間周波数信号に変換される。好ましく
は、呼出信号が増幅された後に、局部発振周波数信号と
混合される。中間周波数信号はジャイレータ型フィルタ
回路１４においてフィルタリングされ、増幅器１６にお
いて増幅される。その後、周波数弁別器１７において電
圧変換され、ベースバンド信号が出力される。ベースバ
ンド信号は積分器１８において積分され、直流電圧Ｖｄ
が出力される。直流電圧Ｖｄは、電圧電流変換器１９に
おいて基準電圧Ｖｒと比較され、その電位差が誤差電流
Ｉｃに変換される。誤差電流Ｉｃは、電流源回路１５か
ら出力される制御電流Ｉｇを制御する。ジャイレータ型
フィルタ回路１４の周波数特性は制御電流Ｉｇに応じて
変化し、温度変化による周波数オフセットが生じた場合
の受信感度の劣化を防止する。
無線部１２にて局部発振器１３からの局部発振周波数信
号と混合され、中間周波数信号に変換される。好ましく
は、呼出信号が増幅された後に、局部発振周波数信号と
混合される。中間周波数信号はジャイレータ型フィルタ
回路１４においてフィルタリングされ、増幅器１６にお
いて増幅される。その後、周波数弁別器１７において電
圧変換され、ベースバンド信号が出力される。ベースバ
ンド信号は積分器１８において積分され、直流電圧Ｖｄ
が出力される。直流電圧Ｖｄは、電圧電流変換器１９に
おいて基準電圧Ｖｒと比較され、その電位差が誤差電流
Ｉｃに変換される。誤差電流Ｉｃは、電流源回路１５か
ら出力される制御電流Ｉｇを制御する。ジャイレータ型
フィルタ回路１４の周波数特性は制御電流Ｉｇに応じて
変化し、温度変化による周波数オフセットが生じた場合
の受信感度の劣化を防止する。
【００２４】次に、本実施の形態に係るジャイレータ型
フィルタ回路１４の一例について図２、３および４を参
照して説明する。
フィルタ回路１４の一例について図２、３および４を参
照して説明する。
【００２５】図２は、ＬＣローパス・フィルタの回路構
成を示したブロック図であり、図２に示したＬＣローパ
ス・フィルタをジャイレータ型フィルタ回路１４で構成
した場合、図３および４になる。
成を示したブロック図であり、図２に示したＬＣローパ
ス・フィルタをジャイレータ型フィルタ回路１４で構成
した場合、図３および４になる。
【００２６】トランスコンダクタンス・アンプ２１は、
後で詳述するように電圧−電流変換回路であり、入力電
位差をＶi、出力電流をＩ0で表せば、トランスコンダク
タンスゲインＧは、式（１）で表せる。
後で詳述するように電圧−電流変換回路であり、入力電
位差をＶi、出力電流をＩ0で表せば、トランスコンダク
タンスゲインＧは、式（１）で表せる。
【００２７】
【００２８】図３に示したフローティングのＬ1は、４
個のトランスコンダクタンス・アンプとコンデンサＣ3
とを用いることにより構成される。
個のトランスコンダクタンス・アンプとコンデンサＣ3
とを用いることにより構成される。
【００２９】ここで、図３において、各部に流れる電流
および各部の電圧を図中に示すように設定すれば、式
（２）〜（４）の関係が成り立つ。
および各部の電圧を図中に示すように設定すれば、式
（２）〜（４）の関係が成り立つ。
【００３０】 Ｉ01＝ＧＶ1 （２ ） Ｉ02＝ＧＶ2 （３ ） Ｉ1 ＝−ＧＶc （４ ） また、式（５）および（６）に式（２）〜（４）を代入
してＶcを消去し、整理すると、式（７）が得られる。
してＶcを消去し、整理すると、式（７）が得られる。
【００３１】 Ｖc ＝Ｉc／ｊωＣ3 但し、ω：入力角周波数 （５ ） Ｉ02＝Ｉ01＋Ｉc （６ ）
【００３２】
【００３３】式（７）において、
【００３４】
【００３５】は、ＢＢ’間のインピーダンスを示してい
る。そこで、
る。そこで、
【００３６】
【００３７】と考えれば、式（７）は式（８）になる。
【００３８】
【００３９】これは図３に示したフローティングのＬ1
と等価であることがわかる。
と等価であることがわかる。
【００４０】図４に示したグラウンディングのＬ2は、
２個のトランスコンダクタンス・アンプとコンデンサＣ
4とを用いることにより構成される。
２個のトランスコンダクタンス・アンプとコンデンサＣ
4とを用いることにより構成される。
【００４１】ここで、図４において、各部に流れる電流
および各部の電圧を図中に示すように設定すれば、式
（９）〜（１２）の関係が成り立つ。
および各部の電圧を図中に示すように設定すれば、式
（９）〜（１２）の関係が成り立つ。
【００４２】 Ｉ2＝ＧＶ1 （９ ） Ｉ1＝−ＧＶ2 （１０ ） Ｖ2＝Ｉc／ｊωＣ4 （１ １） Ｉ2＝−Ｉc （１２ ） 式（９）〜（１２）を整理すると、式（１３）が得られ
る。
る。
【００４３】
【００４４】式（１３）において、Ｖ1／Ｉ1は、ＡＡ’
間のインピーダンスを示している。そこで、
間のインピーダンスを示している。そこで、
【００４５】
【００４６】と考えれば、式（１３）は式（１４）にな
る。
る。
【００４７】
【００４８】これは図４に示したグラウンディングのＬ
2と等価であることがわかる。
2と等価であることがわかる。
【００４９】次に、本実施の形態に係るトランスコンダ
クタンスアンプ２１の一例について図５ＡおよびＢを参
照して説明する。図５Ｂは、図３および図４で用いられ
ているトランスコンダクタンスアンプ２１のブロック図
を示している。
クタンスアンプ２１の一例について図５ＡおよびＢを参
照して説明する。図５Ｂは、図３および図４で用いられ
ているトランスコンダクタンスアンプ２１のブロック図
を示している。
【００５０】図５Ａにおいて、Ｑ１〜Ｑ４はＮＰＮトラ
ンジスタであり、エミッタ面積比は式（１５）で表され
る。
ンジスタであり、エミッタ面積比は式（１５）で表され
る。
【００５１】 Ｑ１：Ｑ４＝Ｑ３：Ｑ２＝ｎ：１ （１５） また、キルヒホッフの法則より式（１６）〜（１８）が
導かれる。
導かれる。
【００５２】 Ｉ0＋Ｉg＝Ｉ1＋Ｉ1' （１ ６） Ｉ1＋Ｉ2＝Ｉg （１ ７） Ｉ1'＋Ｉ2'＝Ｉg （１８ ） 入力電位差Ｖdは、Ｑ1とＱ4のベースエミッタ間電圧差
ΔＶBEで表せるため、式（１９）が得られる。
ΔＶBEで表せるため、式（１９）が得られる。
【００５３】
【００５４】式（１９）を整理した式（２０）を、Ｑ3
のコレクタ電流Ｉ2について整理すると、式（２１）に
なる。
のコレクタ電流Ｉ2について整理すると、式（２１）に
なる。
【００５５】
【００５６】
【００５７】同様に、Ｑ2とＱ3について入力電位差Ｖd
は、式（２２）で与えられる。
は、式（２２）で与えられる。
【００５８】
【００５９】式（２２）を整理した式（２３）を、Ｑ4
のコレクタ電流Ｉ2’について整理すると、式（２４）
になる。
のコレクタ電流Ｉ2’について整理すると、式（２４）
になる。
【００６０】
【００６１】
【００６２】式（２１）を式（１７）に代入した式（２
５）を、Ｑ1のコレクタ電流Ｉ1について整理すると、式
（２６）になる。
５）を、Ｑ1のコレクタ電流Ｉ1について整理すると、式
（２６）になる。
【００６３】
【００６４】
【００６５】同様に、式（２４）を式（１８）に代入し
た式（２７）を、Ｑ2のコレクタ電流Ｉ1’について整理
すると、式（２８）になる。
た式（２７）を、Ｑ2のコレクタ電流Ｉ1’について整理
すると、式（２８）になる。
【００６６】
【００６７】
【００６８】式（２６）および式（２８）を式（１６）
に代入して整理すると、式（２９）が得られる。
に代入して整理すると、式（２９）が得られる。
【００６９】
【００７０】伝達コンダクタンスＧを求めると、式（３
０）が得られ、入力電位差Ｖd＝０を代入して整理する
と、式（３１）になる。
０）が得られ、入力電位差Ｖd＝０を代入して整理する
と、式（３１）になる。
【００７１】
【００７２】
【００７３】このトランスコンダクタンスＧの逆数をと
ったものがトランスレジスタンスＲg、すなわち、Ｒg＝
１／Ｇである。
ったものがトランスレジスタンスＲg、すなわち、Ｒg＝
１／Ｇである。
【００７４】したがって、トランスレジスタンスＲgは
エミッタ面積比が決まっていれば、共通電流Ｉｇにより
変化させることが可能である。
エミッタ面積比が決まっていれば、共通電流Ｉｇにより
変化させることが可能である。
【００７５】図６Ａ〜Ｅは、本実施の形態に係るジャイ
レータ型フィルタ回路１４の周波数特性と、入力信号お
よび出力信号の関係を示す図である。
レータ型フィルタ回路１４の周波数特性と、入力信号お
よび出力信号の関係を示す図である。
【００７６】ジャイレータ型フィルタ回路１４に対する
入力信号をｆ（ｉｎ）、出力信号をｆ（ｏｕｔ）とす
る。
入力信号をｆ（ｉｎ）、出力信号をｆ（ｏｕｔ）とす
る。
【００７７】図６Ａは、ジャイレータ型フィルタ回路１
４の周波数特性を示しており、ジャイレータ型フィルタ
回路１４を通過したときに入力信号ｆ（ｉｎ）の利得損
失が少ない周波数帯域、すなわちｆ１〜ｆ３を通過帯域
といい、３ｄＢ帯域幅などで規定される。また、入力信
号ｆ（ｉｎ）の利得損失が大きい周波数帯域、すなわち
ｆ１〜ｆ３以外を阻止域、もしくは減衰域という。通
常、入力信号ｆ（ｉｎ）の周波数帯はこの通過帯域ｆ１
〜ｆ３にあるが、温度変化により入力信号ｆ（ｉｎ）の
周波数帯が変化すると、出力信号ｆ（ｏｕｔ）のレベル
が大きく変化する。すなわち、入力信号ｆ（ｉｎ）の周
波数帯に対して、ジャイレータ型フィルタ回路１４の通
過帯域がどこの周波数帯域にあるかにより、出力信号ｆ
（ｏｕｔ）のレベルが決められる。
４の周波数特性を示しており、ジャイレータ型フィルタ
回路１４を通過したときに入力信号ｆ（ｉｎ）の利得損
失が少ない周波数帯域、すなわちｆ１〜ｆ３を通過帯域
といい、３ｄＢ帯域幅などで規定される。また、入力信
号ｆ（ｉｎ）の利得損失が大きい周波数帯域、すなわち
ｆ１〜ｆ３以外を阻止域、もしくは減衰域という。通
常、入力信号ｆ（ｉｎ）の周波数帯はこの通過帯域ｆ１
〜ｆ３にあるが、温度変化により入力信号ｆ（ｉｎ）の
周波数帯が変化すると、出力信号ｆ（ｏｕｔ）のレベル
が大きく変化する。すなわち、入力信号ｆ（ｉｎ）の周
波数帯に対して、ジャイレータ型フィルタ回路１４の通
過帯域がどこの周波数帯域にあるかにより、出力信号ｆ
（ｏｕｔ）のレベルが決められる。
【００７８】図６ＢおよびＣは、それぞれ入力信号ｆ
（ｉｎ）の中心周波数が通過帯域ｆ２である場合の入力
信号ｆ２（ｉｎ）と出力信号ｆ２（ｏｕｔ）の波形図で
あり、入力信号ｆ２（ｉｎ）の中心周波数ｆ２は通過帯
域、すなわち通過利得が０ｄＢであるため、出力信号ｆ
２（ｏｕｔ）のレベルは全く変化しない。したがって、
入力信号ｆ（ｉｎ）の周波数帯が通過帯域ｆ１〜ｆ３に
ある場合には、受信感度が劣化することはない。
（ｉｎ）の中心周波数が通過帯域ｆ２である場合の入力
信号ｆ２（ｉｎ）と出力信号ｆ２（ｏｕｔ）の波形図で
あり、入力信号ｆ２（ｉｎ）の中心周波数ｆ２は通過帯
域、すなわち通過利得が０ｄＢであるため、出力信号ｆ
２（ｏｕｔ）のレベルは全く変化しない。したがって、
入力信号ｆ（ｉｎ）の周波数帯が通過帯域ｆ１〜ｆ３に
ある場合には、受信感度が劣化することはない。
【００７９】一方、図６ＤおよびＥは、それぞれ入力信
号ｆ（ｉｎ）の中心周波数が阻止域ｆ４である場合の入
力信号ｆ４（ｉｎ）と出力信号ｆ４（ｏｕｔ）の波形図
であり、入力信号ｆ４（ｉｎ）の中心周波数ｆ４は阻止
域、すなわち通過利得が−１０ｄＢであるため、出力信
号ｆ４（ｏｕｔ）のレベルはその分だけ減衰される。し
たがって、入力信号ｆ（ｉｎ）の周波数帯が阻止域ｆ１
〜ｆ３以外にある場合には、受信感度が著しく劣化す
る。
号ｆ（ｉｎ）の中心周波数が阻止域ｆ４である場合の入
力信号ｆ４（ｉｎ）と出力信号ｆ４（ｏｕｔ）の波形図
であり、入力信号ｆ４（ｉｎ）の中心周波数ｆ４は阻止
域、すなわち通過利得が−１０ｄＢであるため、出力信
号ｆ４（ｏｕｔ）のレベルはその分だけ減衰される。し
たがって、入力信号ｆ（ｉｎ）の周波数帯が阻止域ｆ１
〜ｆ３以外にある場合には、受信感度が著しく劣化す
る。
【００８０】図７は、本実施の形態に係る周波数弁別器
１７、例えばクオドラチャ復調回路の一例を示すブロッ
ク図である。
１７、例えばクオドラチャ復調回路の一例を示すブロッ
ク図である。
【００８１】図７において、図１の増幅器１６において
増幅された中間周波数信号は移相器４１によって推移さ
れ乗算器４２に与えられる。乗算器４２は、移相推移さ
れた信号と移相器４１を通らない信号とを乗算して、出
力のビート成分からＦＭ検波された復調信号をＬＰＦ
（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）４３に与える。Ｌ
ＰＦ４３は、復調信号に含まれる不要成分を除去し、ベ
ースバンド信号として出力する。
増幅された中間周波数信号は移相器４１によって推移さ
れ乗算器４２に与えられる。乗算器４２は、移相推移さ
れた信号と移相器４１を通らない信号とを乗算して、出
力のビート成分からＦＭ検波された復調信号をＬＰＦ
（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）４３に与える。Ｌ
ＰＦ４３は、復調信号に含まれる不要成分を除去し、ベ
ースバンド信号として出力する。
【００８２】次に、本実施の形態に係る移相器４１の一
例について図８Ａ〜Ｄを参照して説明する。
例について図８Ａ〜Ｄを参照して説明する。
【００８３】図８Ａにおいて、移相器４１は、セラミッ
ク振動子と抵抗ＲLから構成される。前述した−９０±
α（−９０≦α≦９０）度の推移は、セラミック振動子
の前に備えた図示しないコンデンサで予め９０度遅らせ
た遅延とセラミック振動子での遅延とにより生じる。
ク振動子と抵抗ＲLから構成される。前述した−９０±
α（−９０≦α≦９０）度の推移は、セラミック振動子
の前に備えた図示しないコンデンサで予め９０度遅らせ
た遅延とセラミック振動子での遅延とにより生じる。
【００８４】図８Ｂにおいて、セラミック振動子は、直
列共振点と並列共振点を持ち、この周波数区間でインダ
クタとなる。また、直列共振点ではＡＡ’間のインピー
ダンスが０になり、並列共振点では無限大∞となる。こ
の様子を図８Ｃに示す。
列共振点と並列共振点を持ち、この周波数区間でインダ
クタとなる。また、直列共振点ではＡＡ’間のインピー
ダンスが０になり、並列共振点では無限大∞となる。こ
の様子を図８Ｃに示す。
【００８５】図８Ｃにおいて、セラミック振動子はｆs
〜ｆpでは電圧が電流より９０°位相が進んでいる状
態、すなわちＬ性を示し、ｆs〜ｆp以外では電圧が電流
より９０°位相が遅れている状態、すなわちＣ性を示
す。
〜ｆpでは電圧が電流より９０°位相が進んでいる状
態、すなわちＬ性を示し、ｆs〜ｆp以外では電圧が電流
より９０°位相が遅れている状態、すなわちＣ性を示
す。
【００８６】図８Ｄにおいて、位相特性は、抵抗ＲLの
影響によりｆsからｆpに変化するにつれて９０°から−
９０°になだらかに変化する。したがって、この部分を
用いて周波数により異なる位相遅延を行う。
影響によりｆsからｆpに変化するにつれて９０°から−
９０°になだらかに変化する。したがって、この部分を
用いて周波数により異なる位相遅延を行う。
【００８７】図９Ａは、本実施の形態に係る乗算器４２
の一例を、図９Ｂは、本実施の形態に係るＬＰＦ４３の
一例を示したものであり、乗算器４２はＥＸ−ＯＲ、す
なわち排他的論理和を用いる。
の一例を、図９Ｂは、本実施の形態に係るＬＰＦ４３の
一例を示したものであり、乗算器４２はＥＸ−ＯＲ、す
なわち排他的論理和を用いる。
【００８８】図１０は、本実施の形態に係る周波数弁別
器１７の周波数偏移に対する出力特性を示す図である。
器１７の周波数偏移に対する出力特性を示す図である。
【００８９】図１０において、入力周波数ｆ２およびｆ
４は、図６ＢないしＤに示したｆ２およびｆ４にそれぞ
れ相当しており、入力周波数ｆ２およびｆ４に対する復
調出力電圧はそれぞれＶ２およびＶ４である。すなわ
ち、入力信号の周波数帯が通過帯域ｆ２である場合に
は、入力信号の周波数帯が阻止域ｆ４である場合の復調
出力電圧Ｖ４に比べて、大きい復調出力電圧Ｖ２が得ら
れる。
４は、図６ＢないしＤに示したｆ２およびｆ４にそれぞ
れ相当しており、入力周波数ｆ２およびｆ４に対する復
調出力電圧はそれぞれＶ２およびＶ４である。すなわ
ち、入力信号の周波数帯が通過帯域ｆ２である場合に
は、入力信号の周波数帯が阻止域ｆ４である場合の復調
出力電圧Ｖ４に比べて、大きい復調出力電圧Ｖ２が得ら
れる。
【００９０】次に、図１に示した無線選択呼出受信機の
動作について図１１のジャイレータ型フィルタ回路１４
の周波数特性図を参照して詳細に説明する。
動作について図１１のジャイレータ型フィルタ回路１４
の周波数特性図を参照して詳細に説明する。
【００９１】図１１において、ジャイレータ型フィルタ
回路１４に入力される中間周波数信号について、温度変
化による影響が全くない状態、すなわち周波数オフセッ
トがない状態の中心周波数をｆｍとする。また、温度変
化による影響がある状態、すなわち周波数オフセットが
あり低域側にシフトした場合の中心周波数をｆｌ、周波
数オフセットがあり高域側にシフトした場合の中心周波
数をｆｈとする。
回路１４に入力される中間周波数信号について、温度変
化による影響が全くない状態、すなわち周波数オフセッ
トがない状態の中心周波数をｆｍとする。また、温度変
化による影響がある状態、すなわち周波数オフセットが
あり低域側にシフトした場合の中心周波数をｆｌ、周波
数オフセットがあり高域側にシフトした場合の中心周波
数をｆｈとする。
【００９２】一方、ジャイレータ型フィルタ回路１４の
中心周波数は、初期状態においてはｆｍである。すなわ
ち、ジャイレータ型フィルタ回路１４に入力される中間
周波数信号の周波数オフセットがない状態の中心周波数
ｆｍと同じである。
中心周波数は、初期状態においてはｆｍである。すなわ
ち、ジャイレータ型フィルタ回路１４に入力される中間
周波数信号の周波数オフセットがない状態の中心周波数
ｆｍと同じである。
【００９３】まず、ジャイレータ型フィルタ回路１４に
入力される中間周波数信号に周波数オフセットがない場
合、すなわち中間周波数信号の中心周波数がジャイレー
タ型フィルタ回路１４の中心周波数と略一致する場合に
ついて説明する。例えば２５度の時、周波数オフセット
が生じない。
入力される中間周波数信号に周波数オフセットがない場
合、すなわち中間周波数信号の中心周波数がジャイレー
タ型フィルタ回路１４の中心周波数と略一致する場合に
ついて説明する。例えば２５度の時、周波数オフセット
が生じない。
【００９４】この場合、周波数弁別器１７から出力され
るベースバンド信号を積分器１８において積分して得ら
れる直流電圧Ｖｄは基準電圧Ｖｒにほぼ等しいため、電
圧電流変換器１９は誤差電流Ｉｃを出力しない。電圧電
流変換器１９から誤差電流Ｉｃが出力されないと、電流
源回路１５からジャイレータ型フィルタ回路１４に供給
する制御電流Ｉｇは増減せず、ジャイレータ型フィルタ
回路１４の周波数特性はシフトしない。したがって、ジ
ャイレータ型フィルタ回路１４に供給される制御電流Ｉ
ｇが一定であるため、ジャイレータ型フィルタ回路１４
の中心周波数はｆｍのままであり、初期状態と同じ状態
で安定状態となる。このとき、ジャイレータ型フィルタ
回路１４に入力される中間周波数信号の周波数帯ｆｍは
図６Ａに示した通過帯域にあるため、図１０に示したよ
うに出力電圧が減衰することはなく、受信感度の劣化は
生じない。
るベースバンド信号を積分器１８において積分して得ら
れる直流電圧Ｖｄは基準電圧Ｖｒにほぼ等しいため、電
圧電流変換器１９は誤差電流Ｉｃを出力しない。電圧電
流変換器１９から誤差電流Ｉｃが出力されないと、電流
源回路１５からジャイレータ型フィルタ回路１４に供給
する制御電流Ｉｇは増減せず、ジャイレータ型フィルタ
回路１４の周波数特性はシフトしない。したがって、ジ
ャイレータ型フィルタ回路１４に供給される制御電流Ｉ
ｇが一定であるため、ジャイレータ型フィルタ回路１４
の中心周波数はｆｍのままであり、初期状態と同じ状態
で安定状態となる。このとき、ジャイレータ型フィルタ
回路１４に入力される中間周波数信号の周波数帯ｆｍは
図６Ａに示した通過帯域にあるため、図１０に示したよ
うに出力電圧が減衰することはなく、受信感度の劣化は
生じない。
【００９５】次に、ジャイレータ型フィルタ回路１４に
入力される中間周波数信号に周波数オフセットがある場
合、すなわち温度変化により局部発振器１３から出力さ
れる局部発振周波数信号に周波数オフセットが生じる場
合について説明する。
入力される中間周波数信号に周波数オフセットがある場
合、すなわち温度変化により局部発振器１３から出力さ
れる局部発振周波数信号に周波数オフセットが生じる場
合について説明する。
【００９６】まず、温度変化により局部発振周波数信号
の周波数帯が低くなった場合について説明する。
の周波数帯が低くなった場合について説明する。
【００９７】この場合、無線部１２において、受信信号
と周波数帯の低い局部発振周波数信号とを混合して得ら
れる中間周波数信号の周波数帯は高くなる。すなわち、
ジャイレータ型フィルタ回路１４に入力される中間周波
数信号の周波数帯は、初期状態におけるｆｍからｆｈに
高くなる。ジャイレータ型フィルタ回路１４に入力され
る中間周波数信号の周波数帯が高くなると、周波数弁別
器１７から出力されるベースバンド信号の直流電圧が高
くなり、それに応じて積分器１８から出力される直流電
圧Ｖｄも高くなる。積分器１８から出力される直流電圧
Ｖｄが高くなると、直流電圧Ｖｄは基準電圧Ｖｒよりも
高くなる、すなわちＶｄ＞Ｖｒであるから、電圧電流変
換器１９は誤差電流Ｉｃを出力する。電圧電流変換器１
９から出力された誤差電流Ｉｃは電流源回路１５から出
力される制御電流Ｉｇに付加され、ジャイレータ型フィ
ルタ回路１４に供給される。ジャイレータ型フィルタ回
路１４に出力される制御電流Ｉｇが増加すると、ジャイ
レータ型フィルタ回路１４の周波数特性は高域側にシフ
トされる。したがって、ジャイレータ型フィルタ回路１
４に供給される制御電流Ｉｇが増加するため、ジャイレ
ータ型フィルタ回路１４の中心周波数はｆｍからｆｈに
シフトされて安定状態となる。すなわち、局部発振器１
３から出力される局部発振周波数信号の周波数帯が低く
なり、ジャイレータ型フィルタ回路１４に入力される中
間周波数信号の周波数帯が高くなった場合、それに併せ
てジャイレータ型フィルタ回路１４の周波数特性を高域
側にシフトさせるため、受信感度の劣化は生じない。
と周波数帯の低い局部発振周波数信号とを混合して得ら
れる中間周波数信号の周波数帯は高くなる。すなわち、
ジャイレータ型フィルタ回路１４に入力される中間周波
数信号の周波数帯は、初期状態におけるｆｍからｆｈに
高くなる。ジャイレータ型フィルタ回路１４に入力され
る中間周波数信号の周波数帯が高くなると、周波数弁別
器１７から出力されるベースバンド信号の直流電圧が高
くなり、それに応じて積分器１８から出力される直流電
圧Ｖｄも高くなる。積分器１８から出力される直流電圧
Ｖｄが高くなると、直流電圧Ｖｄは基準電圧Ｖｒよりも
高くなる、すなわちＶｄ＞Ｖｒであるから、電圧電流変
換器１９は誤差電流Ｉｃを出力する。電圧電流変換器１
９から出力された誤差電流Ｉｃは電流源回路１５から出
力される制御電流Ｉｇに付加され、ジャイレータ型フィ
ルタ回路１４に供給される。ジャイレータ型フィルタ回
路１４に出力される制御電流Ｉｇが増加すると、ジャイ
レータ型フィルタ回路１４の周波数特性は高域側にシフ
トされる。したがって、ジャイレータ型フィルタ回路１
４に供給される制御電流Ｉｇが増加するため、ジャイレ
ータ型フィルタ回路１４の中心周波数はｆｍからｆｈに
シフトされて安定状態となる。すなわち、局部発振器１
３から出力される局部発振周波数信号の周波数帯が低く
なり、ジャイレータ型フィルタ回路１４に入力される中
間周波数信号の周波数帯が高くなった場合、それに併せ
てジャイレータ型フィルタ回路１４の周波数特性を高域
側にシフトさせるため、受信感度の劣化は生じない。
【００９８】次に、温度変化により局部発振周波数信号
の周波数帯が高くなった場合について説明する。
の周波数帯が高くなった場合について説明する。
【００９９】この場合、無線部１２において、受信信号
と周波数帯の高い局部発振周波数信号とを混合して得ら
れる中間周波数信号の周波数帯は低くなる。すなわち、
ジャイレータ型フィルタ回路１４に入力される中間周波
数信号の周波数帯は、初期状態におけるｆｍからｆｌに
低くなる。ジャイレータ型フィルタ回路１４に入力され
る中間周波数信号の周波数帯が低くなると、周波数弁別
器１７から出力されるベースバンド信号の直流電圧が低
くなり、それに応じて積分器１８から出力される直流電
圧Ｖｄも低くなる。積分器１８から出力される直流電圧
Ｖｄが低くなると、直流電圧Ｖｄは基準電圧Ｖｒよりも
低くなる、すなわちＶｄ＜Ｖｒであるから、電圧電流変
換器１９は誤差電流Ｉｃを出力する。このとき、誤差電
流Ｉｃは、前述した局部発振周波数信号の周波数帯が低
くなった場合の誤差電流Ｉｃとは逆方向に出力される。
電流源回路１５から出力される制御電流Ｉｇは、電圧電
流変換器１９から出力された誤差電流Ｉｃの分だけ減少
されてジャイレータ型フィルタ回路１４に供給される。
ジャイレータ型フィルタ回路１４に出力される制御電流
Ｉｇが減少すると、ジャイレータ型フィルタ回路１４の
周波数特性は低域側にシフトされる。したがって、ジャ
イレータ型フィルタ回路１４に供給される制御電流Ｉｇ
が減少するため、ジャイレータ型フィルタ回路１４の中
心周波数はｆｍからｆｌにシフトされて安定状態とな
る。すなわち、局部発振器１３から出力される局部発振
周波数信号の周波数帯が高くなり、ジャイレータ型フィ
ルタ回路１４に入力される中間周波数信号の周波数帯が
低くなった場合、それに併せてジャイレータ型フィルタ
回路１４の周波数特性を低域側にシフトさせるため、受
信感度の劣化は生じない。
と周波数帯の高い局部発振周波数信号とを混合して得ら
れる中間周波数信号の周波数帯は低くなる。すなわち、
ジャイレータ型フィルタ回路１４に入力される中間周波
数信号の周波数帯は、初期状態におけるｆｍからｆｌに
低くなる。ジャイレータ型フィルタ回路１４に入力され
る中間周波数信号の周波数帯が低くなると、周波数弁別
器１７から出力されるベースバンド信号の直流電圧が低
くなり、それに応じて積分器１８から出力される直流電
圧Ｖｄも低くなる。積分器１８から出力される直流電圧
Ｖｄが低くなると、直流電圧Ｖｄは基準電圧Ｖｒよりも
低くなる、すなわちＶｄ＜Ｖｒであるから、電圧電流変
換器１９は誤差電流Ｉｃを出力する。このとき、誤差電
流Ｉｃは、前述した局部発振周波数信号の周波数帯が低
くなった場合の誤差電流Ｉｃとは逆方向に出力される。
電流源回路１５から出力される制御電流Ｉｇは、電圧電
流変換器１９から出力された誤差電流Ｉｃの分だけ減少
されてジャイレータ型フィルタ回路１４に供給される。
ジャイレータ型フィルタ回路１４に出力される制御電流
Ｉｇが減少すると、ジャイレータ型フィルタ回路１４の
周波数特性は低域側にシフトされる。したがって、ジャ
イレータ型フィルタ回路１４に供給される制御電流Ｉｇ
が減少するため、ジャイレータ型フィルタ回路１４の中
心周波数はｆｍからｆｌにシフトされて安定状態とな
る。すなわち、局部発振器１３から出力される局部発振
周波数信号の周波数帯が高くなり、ジャイレータ型フィ
ルタ回路１４に入力される中間周波数信号の周波数帯が
低くなった場合、それに併せてジャイレータ型フィルタ
回路１４の周波数特性を低域側にシフトさせるため、受
信感度の劣化は生じない。
【０１００】このような構成からなる本実施の形態の無
線選択呼出受信機によれば、温度変化によりジャイレー
タ型フィルタ回路１４に入力される中間周波数信号の周
波数帯が高くなった場合には、それに併せてジャイレー
タ型フィルタ回路１４の周波数特性を高域側にシフト
し、ジャイレータ型フィルタ回路１４に入力される中間
周波数信号の周波数帯が低くなった場合には、それに併
せてジャイレータ型フィルタ回路１４の周波数特性を低
域側にシフトするため、いずれの場合においても、ジャ
イレータ型フィルタ回路１４に入力される中間周波数信
号の周波数帯は通過帯域にあり、受信感度の劣化を防止
する。
線選択呼出受信機によれば、温度変化によりジャイレー
タ型フィルタ回路１４に入力される中間周波数信号の周
波数帯が高くなった場合には、それに併せてジャイレー
タ型フィルタ回路１４の周波数特性を高域側にシフト
し、ジャイレータ型フィルタ回路１４に入力される中間
周波数信号の周波数帯が低くなった場合には、それに併
せてジャイレータ型フィルタ回路１４の周波数特性を低
域側にシフトするため、いずれの場合においても、ジャ
イレータ型フィルタ回路１４に入力される中間周波数信
号の周波数帯は通過帯域にあり、受信感度の劣化を防止
する。
【０１０１】また、高精度な基準信号を出力させる必要
のある基準信号発生回路を用いないため、無線選択呼出
受信機自体の小型化を促進するとともに、低価格化を実
現する。
のある基準信号発生回路を用いないため、無線選択呼出
受信機自体の小型化を促進するとともに、低価格化を実
現する。
【０１０２】さらに、ジャイレータ型フィルタ回路１４
の通過帯域を広げることなく、周波数特性を高域側、も
しくは低域側にシフトさせるため、受信機としての搬送
波電力／雑音電力の劣化を招くことはない。
の通過帯域を広げることなく、周波数特性を高域側、も
しくは低域側にシフトさせるため、受信機としての搬送
波電力／雑音電力の劣化を招くことはない。
【０１０３】本発明の無線受信機は、上記実施の形態に
限定されるものではない。たとえば、上記実施の形態の
無線選択呼出受信機では、温度変化によりジャイレータ
型フィルタ回路１４に入力される中間周波数信号の周波
数帯が変動する場合に、それに併せてジャイレータ型フ
ィルタ回路１４の周波数特性をシフトしているが、送信
系、もしくは伝送系により、受信信号に周波数オフセッ
トが生じる場合が考えられる。受信信号に周波数オフセ
ットが生じると、中間周波数信号の周波数帯も同方向に
同じだけ周波数オフセットが生じる。この場合にも、上
記実施の形態と同様に帰還ループを動作させ、周波数オ
フセットの分だけジャイレータ型フィルタ回路１４の周
波数特性をシフトさせて安定状態とすることにより、受
信感度の劣化を防止することができる。
限定されるものではない。たとえば、上記実施の形態の
無線選択呼出受信機では、温度変化によりジャイレータ
型フィルタ回路１４に入力される中間周波数信号の周波
数帯が変動する場合に、それに併せてジャイレータ型フ
ィルタ回路１４の周波数特性をシフトしているが、送信
系、もしくは伝送系により、受信信号に周波数オフセッ
トが生じる場合が考えられる。受信信号に周波数オフセ
ットが生じると、中間周波数信号の周波数帯も同方向に
同じだけ周波数オフセットが生じる。この場合にも、上
記実施の形態と同様に帰還ループを動作させ、周波数オ
フセットの分だけジャイレータ型フィルタ回路１４の周
波数特性をシフトさせて安定状態とすることにより、受
信感度の劣化を防止することができる。
【０１０４】
【発明の効果】以上、説明したように本発明の無線受信
機によれば、ジャイレータ型フィルタ回路の周波数特性
を、入力される中間周波数信号の周波数帯に併せてシフ
トさせることにより、温度変化による周波数オフセット
が生じた場合でも安定した周波数特性が得られるため、
受信感度の劣化を防止することができる。
機によれば、ジャイレータ型フィルタ回路の周波数特性
を、入力される中間周波数信号の周波数帯に併せてシフ
トさせることにより、温度変化による周波数オフセット
が生じた場合でも安定した周波数特性が得られるため、
受信感度の劣化を防止することができる。
【０１０５】また、基準信号発生回路、すなわち、基準
信号を一切用いずに温度変化による周波数オフセットの
影響を抑えることができるため、無線選択呼出受信機の
小型化および低価格化を実現することができる。
信号を一切用いずに温度変化による周波数オフセットの
影響を抑えることができるため、無線選択呼出受信機の
小型化および低価格化を実現することができる。
【０１０６】さらに、温度変化による周波数オフセット
に合わせてジャイレータ型フィルタ回路１４の通過帯域
をシフトさせるため、狭帯域設計で周波数オフセットの
影響を抑えることができる。
に合わせてジャイレータ型フィルタ回路１４の通過帯域
をシフトさせるため、狭帯域設計で周波数オフセットの
影響を抑えることができる。
【図１】本発明による無線選択呼出受信機の回路構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図２】本発明によるジャイレータ型フィルタ回路１４
の回路構成を示すブロック図である。
の回路構成を示すブロック図である。
【図３】本発明によるジャイレータ型フィルタ回路１４
の回路構成を示すブロック図である。
の回路構成を示すブロック図である。
【図４】本発明によるジャイレータ型フィルタ回路１４
の回路構成を示すブロック図である。
の回路構成を示すブロック図である。
【図５】本発明によるトランスコンダクタンスアンプ２
１の回路構成を示すブロック図である。
１の回路構成を示すブロック図である。
【図６】本発明によるジャイレータ型フィルタ回路１４
の周波数特性と、入力信号および出力信号の関係を示す
図である。
の周波数特性と、入力信号および出力信号の関係を示す
図である。
【図７】本発明による周波数弁別器１７の回路構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図８】本発明による移相器４１の回路構成と、周波数
特性を示す図である。
特性を示す図である。
【図９】本発明による乗算器４２およびＬＰＦ４３の回
路構成を示すブロック図である。
路構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明による周波数弁別器１７の周波数偏移
に対する出力特性を示す図である。
に対する出力特性を示す図である。
【図１１】本発明によるジャイレータ型フィルタ回路１
４の周波数特性を示す図である。
４の周波数特性を示す図である。
【図１２】従来のフィルタ回路の回路構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
１ ジャイレータ型フィルタ回路 ２ ジャイレータ型フィルタ回路 ３ 基準信号発生回路 ４ 振幅検波回路 ５ 比較回路 ６ 演算増幅器 ７ 電流源回路 １１ アンテナ １２ 無線部 １３ 局部発振器 １４ ジャイレータ型フィルタ回路 １５ 電流源回路 １６ 増幅器 １７ 周波数弁別器 １８ 積分器 １９ 電圧電流変換器 ２１ トランスコンダクタンスアンプ ４１ 移相器 ４２ 乗算器 ４３ ＬＰＦ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−37406（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−70261（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−274115（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−257113（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−186723（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−259121（ＪＰ，Ａ) 実開 平２−53635（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/10 - 1/26
Claims (16)
- 【請求項１】 受信信号を増幅し、無線信号を出力する
無線部と、予め定められた通過帯域を有するフィルタと
を備えた無線受信機において、 前記フィルタに通過帯域がシフトしない状態の一定の信
号である第１の制御信号を供給する供給手段と、 前記無線信号に応じた第２の制御信号を出力する第１の
出力手段と、 前記第２の制御信号と予め定められた基準値との差に応
じた第３の制御信号を出力する第２の出力手段と、前記第１の制御信号に第３の制御信号を付加した信号に
基づいて、前記フィルタの通過帯域を高域又は低域にシ
フト する制御手段とを有することを特徴とする無線受信
機。 - 【請求項２】 受信信号を増幅し、無線信号を出力する
無線部と、予め定められた通過帯域を有するフィルタと
を備えた無線受信機において、 前記フィルタに通過帯域がシフトしない状態の一定の電
流である制御電流を供給する供給手段と、 前記無線信号を増幅する増幅手段と、 前記無線信号に応じた直流電圧を出力する出力手段と、 前記直流電圧と予め定められた基準電圧との電圧差を誤
差電流に変換する変換手段と、前記制御電流に前記誤差電流を付加した電流に基づい
て、前記フィルタの通過帯域を高域又は低域にシフト す
る制御手段とを有することを特徴とする無線受信機。 - 【請求項３】 前記変換手段が、前記直流電圧の中心電
圧と前記予め定められた基準電圧との電圧差を前記誤差
電流に変換する手段であることを特徴とする請求項２記
載の無線受信機。 - 【請求項４】 前記無線信号が、前記受信信号と局部発
振周波数信号とにより生成される中間周波数信号である
ことを特徴とする請求項１および２記載の無線受信機。 - 【請求項５】 予め定められた通過帯域を有するフィル
タとを備えた無線受信機のフィルタ制御回路において、 前記フィルタに通過帯域がシフトしない状態の一定の信
号である第１の制御信号を供給する供給手段と、 前記フィルタの出力信号に応じた第２の制御信号を出力
する第１の出力手段と、 前記第２の制御信号と予め定められた基準値との差に応
じた第３の制御信号を出力する第２の出力手段と、前記第１の制御信号に前記第３の制御信号を付加した信
号に基づいて、前記フィルタの通過帯域を高域又は低域
にシフトする 制御手段とを有することを特徴とする無線
受信機のフィルタ制御回路。 - 【請求項６】 前記フィルタがジャイレータ型フィルタ
であることを特徴とする請求項４および５記載の無線受
信機。 - 【請求項７】 前記無線受信機が、無線選択呼出受信機
であることを特徴とする請求項４および５記載の無線受
信機。 - 【請求項８】 受信信号を増幅し、無線信号をフィルタ
に出力するステップと、 前記フィルタに通過帯域がシフトしない状態の一定の信
号である第１の制御信号を供給するステップと、 前記無線信号に応じた第２の制御信号を出力するステッ
プと、 前記第２の制御信号と予め定められた基準値との差に応
じた第３の制御信号を出力するステップと、前記第１の制御信号に前記第３の制御信号を付加した信
号に基づいて、前記フィルタの通過帯域を高域又は低域
にシフトする ステップとを有することを特徴とする無線
受信機の受信制御方法。 - 【請求項９】 受信信号を増幅し、無線信号をフィルタ
に出力するステップと、 前記フィルタに通過帯域がシフトしない状態の一定の電
流である制御電流を供給するステップと、 前記無線信号を増幅するステップと、 前記無線信号に応じた直流電圧を出力するステップと、 前記直流電圧と予め定められた基準電圧との電圧差を誤
差電流に変換するステップと、前記制御電流に前記誤差電流を付加した電流に基づい
て、前記フィルタの通過帯域を高域又は低域にシフトす
る ステップとを有することを特徴とする無線受信機の受
信制御方法。 - 【請求項１０】 前記変換ステップが、前記直流電圧の
中心電圧と前記予め定められた基準電圧との電圧差を前
記誤差電流に変換するステップであることを特徴とする
請求項９記載の無線受信機の受信制御方法。 - 【請求項１１】 前記無線信号が、前記受信信号と局部
発振周波数信号とにより生成される中間周波数信号であ
ることを特徴とする請求項８および９記載の無線受信機
の受信制御方法。 - 【請求項１２】 前記フィルタがジャイレータ型フィル
タであることを特徴とする請求項１１記載の無線受信機
の受信制御方法。 - 【請求項１３】 前記無線受信機が、無線選択呼出受信
機であることを特徴とする請求項１１記載の無線受信機
の受信制御方法。 - 【請求項１４】 予め定められた通過帯域を有するフィ
ルタとを備えた無線受信機のフィルタ制御回路におい
て、 前記フィルタに通過帯域がシフトしない状態の一定の信
号である第１の制御信号を供給するステップと、 前記フィルタの出力信号に応じた第２の制御信号を出力
するステップと、 前記第２の制御信号と予め定められた基準値との差に応
じた第３の制御信号を出力するステップと、前記第１の制御信号に前記第３の制御信号を付加した信
号に基づいて、前記フィルタの通過帯域を高域又は低域
にシフトする ステップとを有することを特徴とする無線
受信機のフィルタ回路制御方法。 - 【請求項１５】 前記フィルタがジャイレータ型フィル
タであることを特徴とする請求項１４記載の無線受信機
のフィルタ回路制御方法。 - 【請求項１６】 前記無線受信機が、無線選択呼出受信
機であることを特徴とする請求項１４記載の無線受信機
のフィルタ回路制御方法。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04937997A JP3164008B2 (ja) | 1997-03-04 | 1997-03-04 | 無線受信機 |
| US09/031,602 US6122496A (en) | 1997-03-04 | 1998-02-27 | Device and method for controlling frequency characteristic of a filter |
| DE69833345T DE69833345T2 (de) | 1997-03-04 | 1998-03-03 | Vorrichtung und Verfahren zum Steuern der Frequenzcharakteristik eines Filters |
| EP98103725A EP0863623B1 (en) | 1997-03-04 | 1998-03-03 | Device and method for controlling the frequency characteristic of a filter |
| CN98107861A CN1203485A (zh) | 1997-03-04 | 1998-03-04 | 用来控制滤波器频率特性的装置和方法 |
| KR1019980007061A KR19980079871A (ko) | 1997-03-04 | 1998-03-04 | 필터의 주파수 특성을 제어하기 위한 장치 및 방법 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04937997A JP3164008B2 (ja) | 1997-03-04 | 1997-03-04 | 無線受信機 |
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|---|---|
| JPH10247858A JPH10247858A (ja) | 1998-09-14 |
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ID=12829398
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|---|---|---|---|
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| Country | Link |
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| EP (1) | EP0863623B1 (ja) |
| JP (1) | JP3164008B2 (ja) |
| KR (1) | KR19980079871A (ja) |
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- 1998-02-27 US US09/031,602 patent/US6122496A/en not_active Expired - Fee Related
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- 1998-03-03 EP EP98103725A patent/EP0863623B1/en not_active Expired - Lifetime
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- 1998-03-04 CN CN98107861A patent/CN1203485A/zh active Pending
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